Энергетические составляющие мощности вентильных преобразователей. Однофазные цепи

СОДЕРЖАНИЕ:

Повышение энергетических показателей низковольтных комбинированных систем электроснабжения на основе силовой электроники тема диссертации и автореферата по ВАК РФ 05.09.12, кандидат технических наук Преображенский, Кирилл Алексеевич

  • Специальность ВАК РФ 05.09.12
  • Количество страниц 198

Оглавление диссертации кандидат технических наук Преображенский, Кирилл Алексеевич

1 Низковольтные комбинированные системы электроснабжения и способы повышения их энергетических показателей.

1.1 Энергетические показатели и качество электрической энергии.

1.2 Способы повышения коэффициента мощности и качественных показателей электрической энергии.

1.2.1 Применение конденсаторов.

1.2.2 Применение ТКРМ косвенной компенсации.

1.2.3 Применение компенсаторов с вентильным (тиристорным) источником реактивной мощности.

1.2.4 Применение компенсаторов реактивной мощности на запираемых тиристорах и ЮВТ транзисторах.

1.2.5 Применение пассивных фильтров.

1.2.6 Применение активных фильтров.

1.2.7 Применение компенсированных выпрямителей.

1.2.8 Применение корректоров коэффициента мощности.

1.2.9 Применение обратимых преобразователей напряжения.

1.2.10 Применение вентильных преобразователей-компенсаторов пассивной мощности.

1.3 Классификация устройств повышающих энергетические показатели низковольтных СЭС и качество электрической энергии.

1.4 Постановка задачи исследований.

1.5 Выводы по главе.

2 Анализ способов повышения коэффициента мощности и качества электрической энергии в однофазных сетях на основе применения виртуального моделирования и планирования эксперимента.

2.1 Методы исследования электромагнитных процессов в СЭС и создание математических моделей.

2.2 Анализ процессов при питании от однофазной СЭС одиночной нагрузки, включенной через тиристорный регулятор.

2.3 Анализ процессов при питании от однофазной СЭС различных нагрузок с применением устройств компенсации.

2.4 Применение теории планирования эксперимента к анализу электромагнитных процессов в СЭС.

2.4.1 Применение теории планирования эксперимента для обобщения результатов расчетов, выполненных численными методами.

2.4.2 Выбор функций цели и варьируемых обобщенных параметров.

2.4.3 Обоснование выбора регрессионной модели и матрицы плана.

2.4.4 Выбор исходной модели, факторов и откликов.

2.4.5 Анализ факторного пространства и определение пределов независимого варьирования.

2.4.6 Отсев малозначимых факторов.

2.4.7 Выбор плана эксперимента и расчет регрессионной модели.

2.4.8 Проверка адекватности моделей и значимости коэффициентов уравнения регрессии.

2.4.9 Графическое представление уравнений регрессии в факторном пространстве.

2.5 Выводы по главе.

3 Анализ способов повышения коэффициента мощности и качества электрической энергии в трехфазных сетях.

3.1 Анализ процессов при питании от трехфазной СЭС активно-индуктивных статических нагрузок, включенных через тиристорные ключи, с применением устройств компенсации.

3.2 Анализ процессов при питании от трехфазной СЭС активно-индуктивных статических и динамических нагрузок, включенных через тиристорные ключи, с применением устройств компенсации

3.3 Выводы по главе.

4 Применение комбинированных СЭС как способ повышения результирующего коэффициента мощности и электрической энергии.

4.1 Исследование способа повышения коэффициента мощности и качества электрической энергии в трехфазных сетях на основе применения вентильных компенсаторов пассивной мощности.

4.2 Комбинированная СЭС постоянного и переменного напряжения как способ повышения коэффициента мощности и качества электрической энергии в трехфазных сетях.

4.3 Исследование процессов в комбинированной СЭС.

4.4 Исследование влияния нагрузки на стороне переменного напряжения на синусоидальность напряжения сети в комбинированной СЭС и условия работы ВПК.

4.4.1 Выбор факторов и функций цели.

4.4.2 Анализ факторного пространства и определение пределов независимого варьирования.

4.4.3 Выбор плана эксперимента и расчет регрессионной модели в кодированных величинах.

4.4.4 Проверка значимости коэффициентов уравнения регрессии и адекватности моделей.

4.4.5 Графическое представление уравнений регрессии в факторном пространстве.

4.5 Система управления ВПК.

4.6 Исследование влияния параметров элементов ВПК, нагрузки на стороне постоянного тока и сетевого фильтра на синусоидальность напряжения в комбинированной СЭС и на условия работы ВПК.

4.6.1 Выбор факторов и функций цели.

4.6.2 Анализ факторного пространства и определение пределов независимого варьирования.

4.6.3 Отсев малозначимых факторов.

4.6.4 Разработка регрессионной модели для исследования влияния сетевого фильтра и параметров ВПК.

4.6.5 Графическое представление уравнений регрессии в факторном пространстве.

4.7 О технико-экономической целесообразности применения вентильных преобразователей-компенсаторов по сравнению с вентильными компенсаторами пассивной мощности.

4.8 Выводы по главе.

Рекомендованный список диссертаций по специальности «Силовая электроника», 05.09.12 шифр ВАК

Обоснование и повышение энергетических показателей регулируемых электроприводов буровых установок 2005 год, доктор технических наук Шевырев, Юрий Вадимович

Трансформаторно-тиристорные компенсаторы отклонений напряжения и реактивной энергии систем электроснабжения: Теория, расчет, проектирование 2003 год, доктор технических наук Климаш, Владимир Степанович

Комплексное устройство компенсации реактивной мощности и мощности искажения в системах питания с выпрямительной нагрузкой 2005 год, кандидат технических наук Слепченков, Михаил Николаевич

Методы и устройства симметрирования напряжений в системах электроснабжения 2005 год, кандидат технических наук Дерунов, Владимир Александрович

Трехфазный компенсатор отклонений напряжения и реактивной мощности с однофазным звеном повышенной частоты для трансформаторных подстанций 2008 год, кандидат технических наук Константинов, Андрей Михайлович

Введение диссертации (часть автореферата) на тему «Повышение энергетических показателей низковольтных комбинированных систем электроснабжения на основе силовой электроники»

Актуальность проблемы. Одной из важнейших в политике энергосбережения является проблема снижения потерь и повышения качества электрической энергии в электрических сетях. Во многих технологических процессах используются нагрузки, включаемые через тиристорные ключи, например, печи сопротивления, асинхронные электродвигатели с плавным пуском. В результате применения этих устройств сеть загружается реактивными токами и высшими гармониками, существенно ухудшающими качество электрической энергии. В сетях до 1 кВ для повышения коэффициента мощности находят применение конденсаторные батареи. При применении нагрузок, включаемых через тиристорные ключи, совместно с компенсирующими конденсаторами возникают высокочастотные колебания, существенно ухудшающие синусоидальность напряжения сети.

Большой шаг, сделанный в последние годы в области создания новых классов полупроводниковых приборов, таких как ЮСТ тиристоры и ЮВТ транзисторы, позволяет в СЭС, содержащих обратимые преобразователи напряжения, решить задачи улучшения совместимости нагрузок с сетью, применив существующие силовые схемы и совершенствуя системы управления.

Актуальна задача создания устройств управляемой компенсации пассивной мощности (реактивной мощности и мощности искажений) на основе использования вентильных преобразователей, необходимых в технологических процессах, путем возложения на них дополнительных функций без серьезных дополнительных капитальных затрат.

Цель работы. Целью диссертационной работы является анализ способов компенсации пассивной мощности в сетях напряжением до 1000 В и обоснование целесообразности построения комбинированной системы электроснабжения постоянного и переменного напряжения на основе применения вентильных преобразователей-компенсаторов (ВПК), обеспечивающих питание нагрузок постоянным током и одновременно управляемую компенсацию пассивной мощности в сети переменного напряжения.

Идея работы заключается в использовании обратимых преобразователей , напряжения для одновременного питания нагрузок постоянным током и управляемой компенсации пассивной мощности на стороне переменного напряжения.

Методы исследования. Для анализа электромагнитных процессов в системе «сеть — вентильные преобразователи — нагрузки» применялись: классический метод расчета переходных процессов, расчет с помощью пакетов прикладных программ Matead и MatLab+Simulink. Численное решение системы уравнений на ЭВМ проводилось с помощью методов Рунге-Кутта. При оценке спектрального состава напряжений и токов использован метод гармонического , анализа. Также были применены элементы дифференциального и интегрального исчислений. Для обобщения результатов, полученных численными методами, была использована теория планирования эксперимента.

Научные положения и результаты, выносимые на защиту: применение комбинированных СЭС переменного и постоянного напряжения с управляемой компенсацией пассивной мощности целесообразно при наличии мощных нагрузок, потребляющих постоянный ток; способ управления вентильным преобразователем-компенсатором, обеспечивающий стабилизацию постоянного напряжения и управляемую компенсацию пассивной мощности; результаты анализа электромагнитных процессов в системах, содержащих сеть, вентильный преобразователь-компенсатор, нагрузки на стороне постоянного и переменного напряжения, в том числе включенные через тиристорные ключи; методика применения теории планирования эксперимента для анализа электромагнитных процессов в СЭС со сложными нагрузками.

Обоснованность и достоверность научных положений, выводов и рекомендаций подтверждается корректным использованием методов расчета переходных процессов при общепринятых допущениях в математических моделях, а так же удовлетворительным совпадением результатов теоретических исследований с компьютерным моделированием в пакетах Ма1;ЬаЬ+81ти1тк и экспериментальными данными.

Научное значение работы: впервые получены регрессионные уравнения связи основных параметров вентильного преобразователя-компенсатора и сетевого фильтра с коэффициентом искажения синусоидальности кривой питающего напряжения сети; впервые разработаны цифровые модели СЭС, питающей потребителей, включаемых через тиристорные ключи, и ВПК с управляемой компенсацией пассивной мощности, с учетом внутренних сопротивлений сети; результаты регрессионного анализа электромагнитных процессов в СЭС позволили сформулировать критерии выбора элементов силовой части вентильного преобразователя-компенсатора.

Практическое значение работы: предложена энергоэффективная комбинированная СЭС постоянного и переменного напряжения с управляемой компенсацией пассивной мощности; разработана структура системы управления вентильным преобразователем-компенсатором, обеспечивающая высокий со$(р и низкий коэффициент искажения синусоидальности кривой напряжения сети при нагрузках, потребляющих несинусоидальные токи; разработана методика применения теории планирования эксперимента для анализа процессов в сложных СЭС.

Реализация результатов работы. Рекомендации по применению компенсирующих устройств в сетях с тиристорными регуляторами переданы в ОАО «Южуралэлектромонтаж».

Оформленные в виде отдельных разделов и математических моделей результаты диссертационной работы внедрены в учебный процесс ЮУрГУ в курсах «Основы энергосберегающей энергетической электроники». «Системы электроснабжения на основе устройств силовой преобразовательной техники».

Апробация работы. Основные теоретические положения, результаты и выводы диссертационной работы докладывались и обсуждались на ежегодных научно-практических конференциях ЮУрГУ, международном VII Симпозиуме «Электротехника. 2010 год. Перспективные виды электротехнического оборудования для передачи и распределения электроэнергии» (Москва, Ассоциация ТРАВЭК, 2003), на Всероссийской научно-практической конференции «Энерго- ресурсосбережение» (Екатеринбург, УГТУ-УПИ, 2003), на второй Всероссийской научной конференции «Проектирование инженерных и научных приложений в среде MATLAB» (Москва, ИПУ РАН, 2004), международном VIII Симпозиуме «Электротехника. 2010 год. Перспективные виды электротехнического оборудования для передачи и распределения электроэнергии» (Москва, Ассоциация ТРАВЭК, 2005), на международной тринадцатой научно-технической конференции «Электроприводы переменного тока ЭППТ — 05». (Екатеринбург, УГТУ-УПИ, 2005), на международной научно-технической конференции «Состояние и перспективы развития электротехнологии» (XII Бенардосовские чтения) (Иваново, ИГЭУ, 2005), на XXV Российской школе по проблемам науки и технологии, посвященной 60-летию Победы (Миасс, МСНТ, 2005).

Публикации. По результатам работы опубликовано 9 печатных трудов.

Структура и объем диссертационной работы. Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы и приложений. Содержит 148 с. основного текста, 68 иллюстраций, 10 с. списка литературы из 98 наименований, 4 приложения. Общий объем работы составляет 199 с.

Способ управления мощностью на сетевом входе однофазного вентильного преобразователя

Способ управления мощностью на сетевом входе однофазного вентильного преобразователя реализуется на основе вертикального принципа путем трехкратного включения каждого вентиля на периоде сетевого напряжения в моменты равенства периодически изменяющихся синхронно с сетью опорных напряжений и управляющих напряжений. Последние представляют собой нелинейную функциональную зависимость от двух управляющих воздействий, с помощью которых обеспечивается независимое в установленных пределах пропорциональное регулирование активной и реактивной составляющих мощности на сетевом входе однофазного двухполупериодного преобразователя, при условии выполнения его на двухоперационных вентилях и его работы на нагрузку индуктивного характера при постоянстве сглаженного тока нагрузки и сохранения синусоидальности сетевого напряжения. Варианты реализации способа отличаются величиной и формой сравниваемых напряжений в системе импульсно-фазового управления вентилями. Способ может быть применен для компенсации реактивной мощности, например с целью демпфирования толчкообразных изменений тока и искажений напряжения на сетевом входе вентильного преобразователя. Технический результат — расширение функциональных возможностей. 4 з.п.ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть применено, например, для повышения коэффициента мощности одиночно работающего вентильного преобразователя переменного тока в постоянный /режим компенсированного преобразователя/ или групповой компенсации реактивной мощности /режим компенсационного преобразователя/. В указанных областях, в связи с развитием элементной базы, большое применение начинают получать сетевые преобразователи на полностью управляемых вентилях / транзисторных ключах типа JG-BT MOSFET, двухоперационных, а также искусственно или комбинированно выключаемых тиристорах/. Одним из главных достоинств данных преобразователей является возможность плавного регулирования выпрямленного напряжения с одновременный изменением по желаемому закону объема потребляемой или генерируемой в питающую сеть реактивной мощности. Это свойство может найти применение для быстродействующей компенсации реактивной мощности, с целью демпфирования толчкообразных изменений тока и соответствующих искажений напряжения на сетевом входе вентильных преобразователей и устройств на их основе и т.п. [1-3].

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению следует признать «способ управления регулируемым двухполупериодным вентильным преобразователем» [1] , основывающийся на идее многократного включения каждого вентиля на периоде сетевого напряжения. Сходные существенные признаки в данном случае состоят в возможности регулирования реактивной мощности на сетевом входе при неизменном выпрямленном напряжении за счет соответствующего изменения углов управления вентилями при первом и втором включениях на каждом периоде сети. К недостаткам прототипа следует отнести ограниченные возможности регулирования, в связи с отсутствием в указанном алгоритме информации об изменениях управляющего сигнала на входе системы импульсно-фазового управления /СИФУ/ и способе фазовой модуляции. Кроме того, указанный способ управления не позволяет решать обратную задачу, а именно, регулировать выпрямленное напряжение при сохранении постоянства заданной величины и знака реактивной мощности. Вместе с тем, на практике наибольшее применение получают сравнительно простые устройства импульсно-фазового управления и широтно-импульсной модуляции 2-го рода, работа которых основывается на так называемом вертикальном принципе, предполагающем формирование импульсов управления в моменты равенства управляющего и периодически изменяющегося синхронно с сетевым напряжением опорного /развертывающего/ сигналов. Универсальность данного принципа состоит в возможности его реализации как программным, так и аппаратным способами на основе аналоговых или цифровых элементов.

Таким образом, технический результат — расширение функциональных возможностей вентильного преобразователя при регулировании средневыпрямленного напряжения, а также активной и реактивной составляющих полной мощности на сетевом входе простыми средствами управления, работающими по вертикальному принципу.

Для этого предлагается независимое регулирование активной составляющей мощности /средневыпрямленного напряжения/ и реактивной составляющей мощности на сетевом входе однофазного двухполупериодного преобразователя осуществлять при трехкратном включении каждого вентиля на периоде сетевого напряжения, а именно: первый раз — с отстающим относительно начала положительной полуволны сетевого напряжения на аноде вентиля углом управления 0 1 , второй раз — постоянно в момент начала отрицательной полуволны сетевого напряжения 2 = с одновременным запиранием работавших вентилей и в третий раз — с опережающим углом управления — 3 0 и одновременным запиранием работавших вентилей, на основе вертикального принципа в моменты равенства периодически изменяющегося синхронно с сетевым напряжением опорных напряжений и управляющих напряжений вида: Uy3 * = -Uy2 * , при условии сохранения синусоидальной формы напряжения на сетевом входе вентильного преобразователя и его работы на нагрузку индуктивного характера при постоянстве сглаженного выпрямленного тока Id = const.

Реализация способа возможна в нескольких вариантах, различающихся величиной, формой или знаком сравниваемых в СИФУ напряжений. Все варианты обеспечивают возможность независимого регулирования в установленных пределах активной /средневыпрямленного напряжения/ и реактивной мощностей по произвольному закону, в том числе, возможность пропорционального регулирования активной составляющей мощности /средневыпрямленного напряжения/ P * = Ud * = Uy * (p) с помощью управляющего сигнала Uy * (p) при сохранении постоянства реактивной составляющей мощности Q * = const или пропорционального регулирования реактивной составляющей мощности Q * = Uy * (q) с помощью управляющего сигнала Uy * (q) при сохранении постоянства активной составляющей мощности P * = Ud * = const.

Первый вариант отличается тем, что на каждом периоде сети первое включение вентилей осуществляют в момент равенства опорного напряжения косинусоидальной формы с вершиной, синхронизированной с началом положительной полуволны сетевого напряжения на аноде вентиля и управляющего напряжения Uy1 * , причем включение происходит с отстающим углом управления 1 = arccos Uy1 * , а третье включение осуществляют в момент равенства опорного напряжения косинусоидальной формы, с вершиной, синхронизированной с началом отрицательной полуволны сетевого напряжения на аноде и управляющего напряжения Uy2 * , при этом включение производят с опережающим углом управления, по модулю равным | 3| = arccos Uy2 * .

Таким образом, данный вариант предполагает наличие двух пар опорных и управляющих напряжений. Второй вариант обеспечивает формирование управляющих импульсов при наличии одного опорного напряжения косинусоидальной формы с вершиной, синхронизированной с началом положительной полуволны сетевого напряжения на аноде. Отличие состоит в том, что третье включение вентиля на каждом периоде сети осуществляют в момент равенства данного опорного напряжения с управляющим напряжением Uy3 * с опережающим углом управления, по модулю равным | 3| = -arccosU * y3. Третий вариант отличается тем, что на каждом периоде сети первое включение вентиля осуществляют в момент равенства опорного напряжения периодической линейно убывающей формы двойной частоты с управляющим напряжением Uy1 * , прием включение вентиля происходит с отстающим углом управления а третье включение осуществляют в момент равенства опорного напряжения периодической линейно возрастающей формы двойной частоты с управляющим напряжением Uy2 * и опережающим углом управления, по модулю равным Для реализации данного варианта также требуется две пары опорных и управляющих напряжений. Четвертый вариант может быть реализован при наличии одного опорного напряжения периодической линейно убывающей формы двойной частоты. Отличие состоит в том, что третье включение вентиля на каждом периоде сети осуществляют в момент равенства данного опорного напряжения с управляющим напряжением Uy3 * , а включение вентиля при этом происходит с опережающим углом управления, по модулю равным На фиг. 1 представлены временные диаграммы выпрямленного напряжения Ud(v) и сетевого тока i(v) вентильного преобразователя, иллюстрирующие его работу во всевозможных энергетических режимах. На фиг. 2 даны диаграммы опорных Uоп1, Uоп2 и управляющих Uy1, Uy2, Uy3 напряжений, поясняющие предложенный способ управления. На фиг. 3 приведена траектория граничных значений управляющих сигналов, обуславливающая пределы независимого пропорционального регулирования активной и реактивной мощностей. На фиг. 4 представлена упрощенная схема одного из возможных вариантов реализации нового способа управления.

Для определенности будем считать, что представленный на фиг. 4 реверсивный вентильный преобразователь по однофазной двухмостовой встречно-параллельной схеме выпрямления работает на нагрузку индуктивного характера с противоЭДС, например на якорную обмотку двигателя постоянного тока, при постоянстве сглаженного тока нагрузки Id = const. Особенность состоит в том, что силовая схема данного преобразователя должна быть выполнена на двухоперационных вентилях, что, наряду с другими достоинствами, позволяет существенно упростить алгоритм совместного согласованного управления вентильными мостами. Известно, что для этого управляющие импульсы должны подаваться одновременно на каждые два встречно-параллельных тиристора, расположенных в разных мостах, что исключает появление уравнительного тока между мостами, а при условии достаточной длительности управляющих импульсов исключается также возможность режима прерывистого тока нагрузки. Диаграммы на фиг. 1 показывают работу данного преобразователя при трехкратном включении каждого вентиля на периоде сетевого напряжения. Видно, что соответствующим изменением углов управления при первом 1 и третьем 3 включениях вентиля и постоянстве второго включения 2= можно обеспечивать не только регулирование и изменение знака средневыпрямленного напряжения, но и изменять величину и знак фазового сдвига 1 между сетевым напряжением U и первой гармоникой тока i1(v) на сетевом входе вентильного преобразователя. Последнее означает возможность работы преобразователя как с отстающим, так и с опережающим коэффициентом сдвига cos 1, то есть с потреблением или генерированием реактивной мощности в питающую сеть. При этом, в зависимости от соотношения полярностей средних значений выпрямленного напряжения и тока, работа преобразователя будет происходить в выпрямительном или инверторном режимах, то есть с потреблением или генерированием активной мощности в сеть. Например, изменением углов управления в диапазонах 0 * (p) = P * = Ud * (g); Uy * (g) = Q 2 ,
запишем закон управления указанными составляющими полной мощности на сетевом входе однофазного двухполупериодного преобразователя

Данная система уравнения совместима и ее решение относительно углов управления 1, 3 позволит осуществить независимое пропорциональное регулирование активной и реактивной мощности в пределах

Граничные значения управляющих сигналов и угла управления гр можно получить, подставляя в (9), (10) нулевое /предельное/ значение одного из углов управления

В результате получены параметрические уравнения (11), (12) окружности, с помощью которой, задаваясь граничным значением одной координаты, можно получить граничное значение другой /см. фиг. 3/.

Решая систему уравнений (9), (10) относительно одной из тригонометрических функций, представленных слева, получаем

Данное выражение можно рассматривать как уравнение точки встречи представленного справа управляющего напряжения, являющегося функционалом следующего вида.

и представленного слева опорного напряжения косинусоидальной формы. Решение уравнения точки встречи дает искомый угол управления при первом включении вентиля на периоде сети 1= arccosU * y1.
Аналогичным образом отыскивается уравнение точки встречи управляющего и опорного напряжений при третьем включении вентиля на периоде

Принимая первую часть (15) за управляющее напряжение

а левую часть — за выражение опорного сигнала косинусоидальной формы, отыскиваем угол управления, а вернее, его модульное значение при третьем включении вентиля на периоде сети = arccos Uy2 * .

Геометрическая трактовка решения системы уравнений (9), (10) дана на графике фиг. 2а в виде временных диаграмм управляющих Uy1, Uy2, Uy3 и опорных напряжений СИФУ, работающей по вертикальному принципу. Согласно данному принципу, изменение управляющего напряжения по величине /вертикали/ приводит к необходимому изменению угла управления вентилями. Видно, что в данном случае для управления требуется иметь два опорных напряжения косинусоидальной формы, находящихся в противофазе. Вершины этих косинусоид должна быть синхронизированы с моментами перехода сетевого напряжения через нулевое значение. Этот же рисунок показывает, как можно получить аналогичный результат при наличии одного опорного напряжения Uоп1 косинусоидальной формы с вершиной, синхронизированной с моментом перехода сетевого напряжения через нуль в положительном направлении. Отличие в данном случае будет лишь в том, что третье включение вентиля необходимо производить в момент равенства данного опорного напряжения с управляющим напряжением вида Uy3 = -Uy2.

Косинусоидальная форма опорных напряжений, наряду с известными достоинствами, затрудняет формирование управляющих импульсов при малых углах управления _ 0. Поэтому в ряде случаев более целесообразно использовать опорные напряжения линейной формы удвоенной по отношению к сетевой частоты /см. фиг. 3б/. При этом ошибка в реализации пропорционального управления, ввиду близости косинусоидальной и линейной форм, не превышает нескольких процентов. Записывая уравнение точки встречи линейно убывающего опорного напряжения Uоп1 * и управляющего напряжения Uy1 *

получаем значение угла управления при первом включении вентиля на периоде сети

Аналогично, записывая уравнение точки встречи линейно возрастающего опорного напряжения Uоп2 * и управляющего напряжения Uy2 *

получаем модульное значение угла управления при третьем включении

Диаграммы на фиг. 2б показывают, что аналогичный результат может быть получен при наличии не двух, а одного опорного напряжения, например, линейно убывающей формы. Здесь отличие будет состоять также лишь в том, что третье включение необходимо производить в момент равенства данного опорного напряжения с управляющим напряжением вида Uy3 * = -Uy2 * .

Предлагаемый способ управления может быть применен в реверсивном электроприводе постоянного тока, функциональная схема которого изображена на фиг. 4. Устройство может быть выполнено с применением согласующего трансформатора 1, к вторичным обмоткам которого подключена силовая схема преобразователя 2, выполненная по однофазной встречно-параллельной двухмостовой схеме выпрямления на двухоперационных тиристорах с подключенной на выходе якорной обмоткой 3 двигателя постоянного тока. Система импульсно-фазового управления содержит потенциометрические задатчики активной мощности /средневыпрямленного напряжения/ 4 и реактивной мощности 5. Сигналы управления Uy(p), Uy(q) с задатчиков поступают на входы функционального построителя 6, реализующего зависимости между входными и выходными напряжениями согласно математическим выражениям для управляющих напряжений (14), (16). Данные напряжения поступают на входы компараторов 7, 8, где они сравниваются с опорными напряжениями Uоп1, Uоп2, поступающими с вторичных обмоток трансформатора 1, если эти напряжения должны иметь косинусоидальную форму, посредством фазорасщепителя 9. Последний может также представлять собой генератор периодического напряжения линейной формы. Переключения компараторов в точках встречи управляющих и опорных напряжений будут приводить к появлению на выходах формирователя 10 управляющих импульсов, в соответствии с предложенным способом. В результате применение данного технического решения будет способствовать существенному расширению функциональных возможностей устройства и повышению его энергетических показателей.

Список литературных источников
1. Авт. св. СССР N 436430, H 02 P 13/16, H 02 M 7/18. Способ управления регулируемым двухполупериодным вентильным преобразователем / Голубев Ф.H., Латышко В.Д. Опубл. в БИ N 26, 1974 г.

2. Ф. Н. Голубев, В.Д. Латышко. Регулировочные и энергетические характеристики двухполупериодных преобразователей с комбинированной коммутацией вентилей. Изв. вузов. Энергетика, 1974 г., N 10, с. 52-57.

3. А.П. Иванов, В.Я. Балыкин. Энергетические характеристики вентильного преобразователя c управлением по двум параметрам. «Горная электромеханика». Сб. трудов Пермского политехн. инcт., 1971 г., вып. 96.

1. Способ управления, обеспечивающий импульсно-фазовое регулирование средневыпрямленного напряжения U*d однофазного двухполупериодного преобразователя на двухоперационных вентилях при одновременно изменении или стабилизации активной P* или реактивной Q* составляющей мощности на его сетевом входе с помощью управляющих сигналов с задатчиков активной и реактивной мощности U*у(p), U*у(q) путем многократного включения каждого вентиля на периоде сетевого напряжения при условии сохранения синусоидальности сетевого напряжения на входе преобразователя и его работы на нагрузку индуктивного характера при постоянстве сглаженного тока, отличающийся тем, что осуществляют трехкратное включение каждого вентиля на периоде сети, а именно: первый раз — с отстающим относительно начала положительной полуволны сетевого напряжения на аноде вентиля углом управления 0 1 , второй раз — постоянно в момент начала отрицательной полуволны сетевого напряжения на аноде 2 = с одновременным запиранием работавших вентилей и третий раз — с опережающим углом управления — * у3.
4. Способ управления по п.1, отличающийся тем, что на каждом периоде сети первое включение вентиля осуществляют в момент равенства опорного напряжения периодической линейно убывающей формы двойной по отношению к сетевой частоте и управляющего напряжения U*у1 с отстающим углом управления

а третье включение вентиля осуществляют в момент равенства опорного напряжения периодической линейно возрастающей формы двойной по отношению к сетевой частоте и управляющего напряжения U*у2 с опережающим углом управления, по модулю равным

5. Способ управления по п.1, отличающийся тем, что на каждом периоде сети первое включение вентиля осуществляют в момент равенства опорного напряжения периодической линейно убывающей формы, двойной по отношению к сетевой частоте, и управляющего напряжения U*у1 с отстающим углом управления

а третье включение вентиля осуществляют в момент равенства указанного опорного напряжения и управляющего напряжения U*у3 с опережающим углом управления, по модулю равным

Влияние вентильных преобразователей на питающую сеть

Курсовая работа

Мостовая схема выпрямителя

Регулируемые и нерегулируемые выпрямители

Выпрямитель – это статическое устройство, служащее для преобразования переменного тока источника электроэнергии в постоянный ток.

Выпрямитель состоит из трансформатора, вентильной группы и сглаживающего фильтра.

Основные схемы выпрямления.

Однофазные выпрямители.

Схемы выпрямителей однофазного питания применяются в основном для питания бытовых потребителей (бытовых устройств) и используют однофазные трансформаторы, в которых ток течет по двум проводам — фаза и ноль. Первичная и вторичная обмотка трансформаторов таких выпрямителей является однофазной.

Однофазная, однополупериодная схема.

Однофазную, однополупериодную схему обычно применяют для выпрямления токов до нескольких десятков миллиампер и в тех случаях, когда не требуется высокой степени сглаживания выпрямленного напряжения. Эта схема характеризу­ется низким коэффициентом использования трансформатора по мощности и большими пульсациями выпрямленного напряжения.

Двухполупериодная схема со средней точкой (схема Миткевича).

Однофазный двухполупериодный выпрямитель со средним (нулевым) выводом вторичной обмотки трансформатора применяют в низковольтных устройствах. Он позволяет уменьшить вдвое число диодов и тем самым понизить потери, но имеет более низкий коэффициент использования трансформатора и, следовательно, большие габариты по сравне­нию с однофазным мостовым выпрямителем. Обратное напряжение на диодах выше в этой схеме, чем в мостовой.

Необходимым элементом данного выпрямителя является трансформатор с двумя вторичными обмотками. Выпрямитель со средней точкой является по существу двухфазным, так как вторичная обмотка трансформатора со средней точкой создает две ЭДС, равные по величине, но противоположные по направлению. Таким образом, схема соединения обмоток такова, что одинаковые по величине напряжения на выводах вторичных обмоток относительно средней точки сдвинуты по фазе на 180º.

Мостовая схема (схема Греца).

Однофазная мостовая схема характеризуется высоким коэффициентом использования трансформатора по мощности и поэтому может быть рекомендована для использования в устройствах повышенной мощности при выходных напряжениях от десятков до сотен вольт; пульсации такие же, как в предыдущей схеме. . Достоинства – меньшее обратное напряжение на диодах в 2 раза, меньшие габариты, выше коэффициент использования трансформатора, чем в схеме со средней точкой. Недостаток – на диодах падение напряжения в 2 раза больше.

Трехфазная нулевая схема (звезда-звезда).

В схему трехфазного выпрямителя со средней (нулевой) точкой входит трансформатор с вторичными обмотками, соединенными звездой. Выводы вторичных обмоток связаны с анодами трех вентилей. Нагрузка подключается к общей точке соединения катодов вентилей и среднему выводу вторичных обмоток .

Трехфазная мостовая схема (схема Ларионова).

Трехфазная мостовая схема (рис. 1.4, а) обладает наилучшим коэффициентом использования трансформатора по мощности, наименьшим обратным напряжением на диодах и высокой частотой пульсации (шестипульсная) выпрямленного напряжения, что, в некоторых случаях, позволяет использовать эту схему без фильтра. Схема приме­няется в широком диапазоне выпрямленных напряжений и мощностей.

Схема допускает соединение как первичных, так и вторичных обмоток трансформатора звездой или треугольником.

Влияние вентильных преобразователей на питающую сеть

Во многих электрических сетях и системах вентильные преобразователи являются одним из основных видов нагрузки. Преобразователь является для сети нелинейной нагрузкой, и его работа оказывает влияние на режимы работы сети, особенно если мощности преобразователя и сети соизмеримы. Поэтому при проектировании как электрических сетей, так и вентильных преобразователей необходимо учитывать влияние преобразователей на питающую сеть. При работе преобразователя от сети соизмеримой мощности возникают дополнительные отрицательные эффекты, вызванные искажением тока, потребляемого вентильными преобразователями. Несинусоидальные токи преобразователей создают на внутреннем сопротивлении сети ограниченной мощности несинусоидальное падение напряжения, вызывая искажение кривой питающего напряжения.

Несинусоидальность напряжения сети оказывает неблагоприятное влияние на работу многих потребителей энергии: ·

— искажение формы питающего напряжения;

· падение напряжения в распределительной сети;

· резонансные явления на частотах высших гармоник;

· наводки в телекоммуникационных и управляющих сетях;

· повышенный акустический шум в электромагнитном оборудовании;

· вибрация в электромашинных системах.

· снижению электрического и механического КПД нагрузок,

· ухудшению характеристик защитных автоматов

· завышению требуемой мощности автономных электроэнергетических установок

· нагрев и дополнительные потери в трансформаторах и электрических машинах;

· нагрев кабелей распределительной сети.

Поэтому ГОСТ 13109-67 ограничивает возможную несинусоидальность кривой напряжения сети.

Дата добавления: 2020-12-31 ; просмотров: 1426 | Нарушение авторских прав

Современные направления развития силовых преобразователей переменного тока

В статье приведена классификация современных структур силовых трехфазных преобразователей переменного тока широкого применения. Проанализированы основные недостатки систем с двойным преобразованием энергии, ограничивающие их применение. Уделено внимание матричным структурам преобразователей и гибридной технологии построения силовых преобразователей переменного тока.

Основные сокращения и обозначения, принятые в работе

АФГ — активный фильтр гармоник,

БСРЭ — блок сброса или рекуперации энергии,

ГПЭ — гибридные преобразователи энергии,

ДК — двунаправленный ключ,

ДПЭ — система с двойным преобразованием энергии,

ДТ — датчик токовый,

ИБП — источник бесперебойного питания,

ККМ — корректор коэффициента мощности,

МК — матричный коммутатор,

НВ — неуправляемый выпрямитель,

НПЧ — непосредственный преобразователь частоты,

НЧК — низкочастотный коммутатор,

ППЭ — система с прямой передачей энергии,

РН — регулятор напряжения,

СДПМ — синхронный двигатель с постоянными магнитами,

СТ — силовой трансформатор,

УВ — управляемый выпрямитель,

УН — уравнитель напряжений,

ФВ — фильтр выходной,

ШИМ — широтно-импульсная модуляция,

ШИМ-П — однополярный ШИМ-преобразователь,

ЭМО — электромагнитная обстановка,

ЭМС — электромагнитная совместимость,

Классификация структурных схем силовых преобразователей переменного тока

Многочисленное современное оборудование промышленных и коммерческих технологий, используемое в широком диапазоне мощностей, требует трехфазного питания переменного тока с необходимой амплитудой и частотой. При использовании в качестве основного источника энергии переменного тока промышленной сети преобразователи обеспечивают:

  • стабилизацию выходного напряжения при постоянстве частоты 50 Гц в системах бесперебойного питания [1, 2];
  • регулирование амплитуды и частоты выходного напряжения в электроприводах переменного тока [4], системах электротермической технологии и т.п.

В автономных системах электроснабжения (авиационных, корабельных, наземного транспорта) и ветроэнергетических установках напряжение генератора переменного тока, как правило, изменяется в широком диапазоне как по амплитуде, так и по частоте. Это обстоятельство накладывает особые требования на преобразователи для обеспечения стабильного или регулируемого электропитания различного типа нагрузок.

В системах с двойным преобразованием энергии (ДПЭ) происходит преобразование энергии переменного тока в энергию постоянного тока, а затем наоборот.

Во входном каскаде таких систем могут использоваться:

  • НВ — неуправляемый выпрямитель (диодный мостовой выпрямитель);
  • УВ — управляемый выпрямитель (тиристорный мостовой выпрямитель);
  • ШИМ — выпрямитель (IGBT мостовой выпрямитель).

Выходные каскады в системах ДПЭ выполняются на основе:

  • НЧ — коммутатора (тиристорный или IGBT мостовой инвертор с коммутацией на основной частоте выходного напряжения);
  • ШИМ — инвертора (IGBT мостовой инвертор с ШИМ управлением);
  • однополярного ШИМ-преобразователя и НЧ-коммутатора.

НЧК находят применение в преобразователях электропривода переменного тока [4].

Однополярный ШИМ — преобразователь, формирующий напряжение в виде полуволн синусоидальной формы, и низкочастотный коммутатор НЧК, инвертирующий эти полуволны в напряжение переменного тока, находят свое применение в ряде системах гарантированного электропитания [40].

Наиболее широкое применение получили ШИМ — инверторы, формирующие в сочетании с выходными фильтрами синусоидальное напряжения основной частоты.

В последние годы в связи со значительным прогрессом в создании быстродействующих силовых полупроводниковых приборов наметилась тенденция к созданию более совершенных топологий преобразователей переменного тока. К таким топологиям, в первую очередь, относятся матричные и гибридные структуры. Это объясняется стремлением решить следующие основные задачи:

  • улучшение энергетических показателей системы (коэффициента мощности и кпд);
  • минимизация высших гармоник входного и выходного токов для обеспечения требований ЭМС по входу и выходу преобразователя;
  • улучшение массогабаритных показателей преобразователей за счет снижения величин используемых реактивных элементов;
  • расширение мощностного диапазона преобразователей.
Каждый электрик должен знать:  Схема подключения солнечных батарей

В таблице 1 отражена классификация современных преобразователей переменного тока по их составу и назначению.

Таблица №1. Классификация преобразователей переменного тока

Тип
преобразо-
вателя
Состав преобразователя Область
примене-
ния
Тип
выпрямителя
Тип
инвертора или
коммутатора
Наличие РН,
АФГ, БСРЭ
Наличие
вых. транс-
форматора
ДПЭ НВ НЧК РН + ЭП
ШИМ-И + ИБП
РН(БУС) ИБП, ЭП
ШИМ-П + НЧК -/+ ИБП
УВ НЧК + ЭП
ШИМ-И + ИБП, ЭП
ШИМ-В ШИМ-И ИБП, ЭП
ГПЭ НВ НЧК РН + АФГ -/+ ЭП
ШИМ-И РН(БУС) + АФГ ИБП
ППЭ НПЧ -/+ ЭП
МК БСРЭ -/+ ЭП

Системы с двойным преобразованием энергии

Наиболее распространенной в настоящее время технологией преобразования переменного тока являются системы с двойным преобразованием энергии (ДПЭ), содержащие в своей структуре звено постоянного тока. Звено постоянного тока, обеспечивающее накопление энергии от первичного источника питания переменного тока, помимо реактивных элементов (емкости, индуктивности), может содержать регулятор напряжения постоянного тока РН (понижающий или повышающий — бустер).

Входной каскад преобразователя (выпрямитель) отделен от выходного каскада (инвертора) промежуточным звеном постоянного тока. Звено постоянного тока, в общем случае, содержит емкость значительной величины, предназначенную для сглаживания пульсаций и накапливания необходимой энергии для питания инвертора. Величина емкости определяется исходя из обеспечения необходимых динамических свойств инвертора (минимального отклонения выходного напряжения в переходных режимах) и максимально возможных перегрузочных способностей преобразователя. Величина емкости накопительных конденсаторов при напряжении звена постоянного тока 720-800 В выбирается из расчета 470 -660 мкФ на каждый 1кВА выходной мощности инвертора для обеспечения достаточной энергии питания инвертора при скачках нагрузки и провалах сетевого напряжения. Таким образом, звено постоянного тока представляет для входного каскада (выпрямителя) емкостной характер, что влияет на спектральный состав входного тока системы [3].

Рис.1 Система ДПЭ с бустером

Одна из современных структур ДПЭ, используемая в источниках бесперебойного питания (ИБП) приведена на рисунке 1 [1,2]. На рисунке условно изображено по одной стойке мостового выпрямителя и мостового инвертора. Отличительной особенностью такой структуры является использование неуправляемого выпрямителя VD1, VD2 и регулятора повышающего напряжения (бустера) РН-БУС в звене постоянного тока. Дифференциальная схема бустера выполняется на двух IGBT-транзисторах VT1, VT2, диодах VD5, VD6, дросселях L1, L2 и накопительных конденсаторах C1, C2. Этот преобразователь обеспечивает следующие функциональные задачи:

  • стабилизирует напряжение питания инвертора на уровне ±(360-400) В, необходимом для формирования номинальной величины выходного напряжения 220/380 В;
  • обеспечивает балансировку напряжений положительной и отрицательной шин постоянного тока относительно нейтрали, что исключает появление постоянной составляющей в выходном напряжении.

ШИМ — инвертор в такой структуре представляет собой инвертор на IGBT — транзисторах VT3, VT4, которые управляются широтно-импульсными сигналами, модулированными по синусоидальному закону [2].

При оценке энергетических показателей систем с двойным преобразованием энергии в случае использования во входном каскаде НВ или УВ необходимо учитывать, что мы имеем дело с необратимым нелинейным четырехполюсником, содержащим звено постоянного тока, который разделяет первичный источник питания и нагрузку [5, 6]. По определению, коэффициент мощности является показателем, характеризующим влияние реактивной мощности и мощности искажения на энергетическую эффективность системы. Системы ДПЭ характеризуется двумя коэффициентами мощности: по отношению к сети — входным (Крвх) и по отношению к нагрузке — выходным (Крвых). В общем случае значения этих коэффициентов отличаются.

Составляющие токов реактивной мощности и мощности искажения во входной цепи преобразователя (мостовой схеме трехфазного выпрямителя) будут замыкаться во входном контуре системы и зависить от параметров фильтра звена постоянного тока (так как это влияет на форму тока, потребляемого от сети) и степени загруженности системы.

Реактивная составляющая мощности и высокочастотные гармонические составляющие мощности искажения на выходе преобразователя будут обмениваться между нагрузкой, инвертором и емкостью фильтра звена постоянного тока. Замыкаясь в указанном контуре силовой цепи преобразователя, они не проявляются во входной цепи системы, а их величины будут зависеть от коэффициента мощности нагрузки.

Перечислим основные недостатки систем ДПЭ с входным диодным или тиристорным выпрямителями:

  • значительные массогабаритные показатели (без учета выходного трансформатора) из-за больших электролитических конденсаторов в звене постоянного тока,
  • ограничение рабочего температурного диапазона эксплуатации, связанное так же с наличием больших емкостей с высоким рабочим напряжением,
  • определенное ограничение мощностного диапазона из-за предельных возможностей IGBT ШИМ — инвертора, связанного с потерями на переключение, а так же возникновения нежелательной ЭМО в системе из-за высоких значений, при коммутации силовых ключей,
  • сравнительно низкие значения входного коэффициента мощности системы из-за искажения синусоидальности входного тока. Это требует введения пассивных фильтров высших гармоник во входных цепях системы, что приводит к увеличению массогабаритных показателей и возможности возникновения резонансных явлений [3].

Системы с ШИМ — выпрямителем

Такая структура преобразователя, появившаяся в последние годы, содержит двунаправленный мостовой ШИМ — выпрямитель (ШИМ-В), уравнитель напряжений (УН) и ШИМ — инвертор (ШИМ-И) (рис.2). ШИМ — выпрямитель реализован на IGBT-транзисторах VT1, VT2, фазных дросселях L1 и накопительных конденсаторах C1, C2 (на рисунке условно изображена одна фаза выпрямителя). Транзисторы шунтированы обратными диодами VD1, VD2. Такие преобразователи находят применение как в системах бесперебойного питания [2], так и современных электроприводах переменного тока [4].

Рис.2 Система ДПЭ с ШИМ — выпрямителем

Функциональным назначением ШИМ — выпрямителя является:

  • обеспечение высокого значения входного коэффициента мощности (0.99) в широком диапазоне изменения нагрузки, т.е. выполнение функции ККМ;
  • регулирование напряжения постоянного тока на шинах питания инвертора;
  • управление входной мощностью за счет возможности ограничения входного тока;
  • обеспечение двунаправленной передачи энергии — рекуперации энергии, что улучшает энергетические и динамические свойства преобразователя.

Метод управления ШИМ — выпрямителем сводится к раздельному управлению входным током и выходным напряжением. Эти функции реализуются за счет синусоидального закона ШИМ управления транзисторами преобразователя с частотой коммутации 7,5 — 15 кГц, обеспечивая практически синусоидальную форму входного тока, совпадающую по фазе с входным напряжением.

Уравнитель напряжений (УН) на шинах постоянного тока питания инвертора выполнен на двух IGBT — транзисторах VT3, VT4 и индуктивности L2, подключенной к средней точке накопительных емкостей C1, C2. Он представляет собой устройство, обеспечивающее балансировку дифференциального напряжения постоянного тока. Симметрирование напряжения шин постоянного тока питания инвертора необходимо для исключения постоянной составляющей напряжения питания инвертора. Кроме того, уравнитель уменьшает пульсации тока в накопительных конденсаторах.

Трехфазный ШИМ — инвертор аналогичен мостовому инвертору в структуре с бустером и имеет на выходе LC -фильтр, выделяющий основную гармонику 50 Гц выходного напряжения инвертора.

К недостаткам преобразователей с ШИМ — выпрямителем можно отнести:

  • большое количество силовых IGBT-транзисторов и возможность возникновение на закрытых транзисторах значительных импульсных перенапряжений;
  • сложная схема управления транзисторами ШИМ — выпрямителя, требующая информации не только о величине токов и напряжений, но и их фазовом сдвиге.
  • наличие электролитических конденсаторов большой емкости и высоким рабочим напряжением.

Анализ ШИМ — выпрямителей нашел отражение в ряде работ [11-14], однако методы его расчета и выбор оптимального алгоритма управления транзисторами требуют дальнейшего исследования.

Активные фильтры гармоник

Активные фильтры гармоник (АФГ) предназначены для обеспечения синусоидальной формы тока, потребляемого от первичного источника при нелинейной нагрузке [3, 7]. Таковой нагрузкой может быть преобразователь с неуправляемым или управляемым выпрямителем. АФГ анализирует гармонический состав тока на входе преобразователя и генерирует в точке его подключения высшие гармоники тока в противофазе с высшими гармониками входного тока преобразователя. В результате высшие гармоники компенсируются (нейтрализуются) и ток в общей цепи (потребляемый от источника) сохраняет синусоидальную форму (рис.3). Конфигурация силовой цепи АФГ подобна ШИМ — выпрямителю, однако алгоритм его управления отличен. Это определяется необходимостью генерирования только высокочастотных составляющих тока для компенсации реактивной мощности и мощности искажения тока в нелинейной цепи.

Рис.3 Структурная схема системы ДПЭ с АФГБ.

На рисунке 4 приведена схема силового каскада одного плеча трехфазного АФГ, имеющая подключение средней точки емкостной цепи С2, С3 к нейтральному проводу источника. Такая структура позволяет компенсировать высшие гармоники тока при несимметричной трехфазной системе. Управление IGBT — транзисторами осуществляется по определенному алгоритму в результате мониторинга токов нагрузки и цепи компенсации. Анализ токов происходит с дискретностью 256 измерений за период основной гармоники [10]. Вычисления производятся DSP — контроллером в течение каждого периода и затем сформированный сигнал коррекции воздействует на систему управления ШИМ транзисторов инвертора. Таким образом, процесс управления происходит с задержкой на один период основной частоты, что может создавать проблемы при динамических режимах.

Рис.4 Силовая цепь одного плеча АФГ
1. Блок распознавания высших гармоник,
2. Блок формирования сигналов управления,
3. Драйвер IGBT -транзисторов.

Особенностью АФГ является то, что от него не требуется выдавать активную мощность для компенсации высших гармоник. Значения емкости цепи постоянного тока и индуктивности входного фильтра выбираются исходя из существующих реактивной мощности и мощности искажения высших гармоник, которые должны быть скомпенсированы. Входной фильтр АФГ содержит относительно большую индуктивность L1 для преобразования напряжения на выходе инвертора в токовую последовательность компенсации высших гармоник. Емкость С1 и индуктивность L2 предназначены для сглаживания пульсаций на высоких частотах. Желаемая форма тока получается за счет определенного закона управления IGBT — транзисторами инвертора. Чем выше порядок компенсируемой гармоники тока, тем выше должно быть значение. Чем выше значение индуктивности L1, тем лучше изоляция от первичного источника силовой цепи АФГ и лучше защита от переходных возмущений, но тем труднее обеспечить высокие значения . Таким образом, индуктивность входного фильтра ограничивает возможности АФГ компенсировать гармоники высшего порядка.

АФГ является адаптивным устройством подавления высших гармоник, получивший также название активного кондиционера гармоник [33].

Вопросам стратегии управления, топологии АФГ, выбора токового диапазона, частоты переключения силовых транзисторов и т.д. посвящено значительное количество публикаций [7, 10, 29, 33-39]. Тем не менее, не исследовано влияние величины индуктивностей входного фильтра и емкости в силовой структуре АФГ на статические и динамические характеристики системы. Остаются не решенными вопросы оптимального алгоритма управления силовыми транзисторами АФГ и т.д.

Гибридные структуры преобразователей

Появление гибридных структур преобразователей переменного тока обусловлено рядом причин. Первая причина — решение проблемы ЭМС по отношению к первичным источникам энергии при использовании преобразователей с неуправляемыми выпрямителями. Вторая причина — увеличение входного коэффициента мощности системы с двойным преобразованием энергии. Третья причина — обеспечение ЭМС преобразователя по отношению нагрузки при использовании низкочастотного коммутатора (НЧК) — трехфазного инвертора, работающего с 120-градусной коммутацией.

Гибридные структуры основаны на параллельной работе системы ДПЭ и АФГ.

Будем различать гибридные системы по месту подключения АФГ:

  • на входе системы для решения проблемы ЭМС с сетью и повышения входного коэффициента мощности системы;
  • на выходе системы для решения вопроса ЭМС с нагрузкой и повышения выходного коэффициента мощности системы.

В первом случае решается задача обеспечения синусоидальной формы тока, потребляемого от первичного источника. Такие гибридные структуры преобразователей можно разделить на два класса:

  • с независимым (автономным) АФГ, описанным выше в разделе [3];
  • с зависимым (встраиваемым) АФГ, используемым в последнее время в источниках бесперебойного питания с бустером [41].

На рисунке 5 приведена схема гибридного преобразователя с зависимым АФГ. Такая структура отличается от системы ДПЭ с бустером (рис.1) тем, что параллельно входу выпрямителя VS1, VS2 подключены однофазные преобразователи АФГ, выполняющие функции однофазного ККМ в каждой фазе трехфазной системы ДПЭ (на рисунке условно изображена одна фаза АФГ и выпрямителя). Однофазный каскад АФГ выполнен по дифференциальной схеме на диодах VD1, VD2, транзисторах VT1, VT2 и емкостях С1, С2. Особенностью такой системы является наличие гальванической связи емкостей АФГ со звеном постоянного тока ИБП и необходимость информационного обмена между системой управления АФГ и системой управления бустером. Источники бесперебойного питания, построенные по такой структуре, обладают высоким значением входного коэффициента мощности и менее 4% искажения синусоидальной формы входного тока преобразователя [41].

Рис.5 Гибридная структура преобразователя с входным АФГ

Гибридные структуры с АФГ, подключенным на выходе преобразователя, могут быть рекомендованы для электроприводов переменного тока (рис.6) [32]. В этом случае в качестве основного силового инвертора используется НЧК с малыми потерями на переключение транзисторов VT11, VT12 (120-градусная коммутация на основной частоте выходного напряжения), генерирующий основную активную мощность в двигатель. Подключение параллельно выходу НЧК инвертора АФГ на транзисторах VT2 — VT7 меньшей мощности позволяет обеспечить синусоидальный ток двигателя. При этом решаются следующие задачи:

  • повышается выходной коэффициент мощности системы;
  • снижаются потери в длинном кабеле токоподвода к двигателю;
  • исключается возможность резонансных явлений на частоте высших гармоник;
  • снижается пульсация механического момента на валу двигателя;
  • расширяется мощностной диапазон преобразователя.

Рис.6 Гибридная структура преобразователя с выходным АФГ

ШИМ — инвертор в составе АФГ обеспечивает незначительную часть активной мощности, создавая, в основном, реактивную мощность и мощность искажения для компенсации высших гармоник от НЧК. Выходной силовой трансформатор СТ в гибридной системе обеспечивает гальваническую развязку между выходами НЧК и ШИМ — инвертора, а также является повышающим для питания двигателя при длинном кабеле токоподвода. Выходной фильтр ФВ (L2-L4, C3-C5) АФГ предназначен для сглаживания высокочастотных пульсаций в нагрузке.

На рисунке 7 приведены кривые токов на выходе системы, поясняющие принцип формирования синусоидального тока нагрузки.

Рис.7 Временные диаграммы токов гибридного преобразователя

Гибридные структуры преобразователей рассмотрены в работах [30-35]. Если структуры с АФГ на входе системы нашли широкое применение на практике, то гибридные структуры с АФГ на выходе системы требуют дальнейших исследований и внедрения.

Матричная структура преобразователя

Матричная структура обеспечивает преобразование параметров источника переменного тока (амплитуды и частоты) в напряжение, необходимое для питания нагрузки, без накопления энергии в промежуточном звене постоянного тока [17]. Такие преобразователи относятся к системам прямой передачи энергии (ППЭ). Отсутствие больших конденсаторов звена постоянного тока, занимающих от 30 до 50% объема инвертора, позволяют создавать малогабаритные преобразователи. Более того, они могут работать в более широком диапазоне температур и иметь более долгий срок службы, так как отсутствуют электролитические конденсаторы, уязвимые при высоких температурах [19].

Рис.8 Матричная структура преобразователя.
ДК — двунаправленный ключ,
МК — матричный коммутатор,
БСРЭ — блок сброса или рекуперации энергии.

Можно считать, что прототипом матричной структуры преобразователя являлись непосредственные преобразователи частоты НПЧ на тиристорах (получившие также название преобразователей частоты с непосредственной связью) [8]. Однако применение таких преобразователей ограничивалось условием повышенной на порядок частоты первичного источника энергии переменного тока по сравнению с частотой выходного напряжения.

Современный матричный преобразователь выполняется на 9-ти двунаправленных ключах, которые способны подключать любую из трех фаз входного напряжения к любой из трех фаз нагрузки (рис.9). Каждый двунаправленный ключ ДК представляет собой два встречно включенные IGBT — транзистора, зашунтированные диодами. В настоящее время разработаны модули, содержащие три ДК в одном корпусе, рассчитанные на напряжение 600 В и ток 300 А [9]. Алгоритм коммутации ключей основывается на стратегии формирования желаемого выходного напряжения из частей периодических функций трехфазного входного напряжения. Функции управления матричной структурой реализуются с помощью DSP -микроконтроллера и программируемой логической матрицы ПЛМ.

Следует отметить, что при нагрузке индуктивного характера коммутация ключей вызывает возникновение импульсных перенапряжений. Для снижения выбросов напряжения может быть использована демпфирующая схема, состоящая из трехфазных диодных мостов, подключенных к входу и выходу преобразователя, и общей емкости. Накапливаемая при коммутации ключей энергия в емкости сбрасывается в балластный резистор или рекуперируется в сеть с помощью специального блока сброса или рекуперации энергии (БСРЭ). Для контроля напряжения на демпфирующем конденсаторе предусмотрен блок выключения преобразователя, если напряжение превысит установленное значение. Этот блок также используется для контроля работы IGBT — транзисторов и их драйверов. Защита ключей по току реализуется на программном и аппаратном уровнях. Информация о загрузке ключей поступает с быстродействующих датчиков тока, установленных в каждой входной и выходной фазах преобразователя. Входной L-C фильтр обеспечивает ЭМС преобразователя с первичным источником питания.

Матричная структура преобразователя позволяет обеспечить как повышение, так и понижение частоты выходного напряжения по отношению к частоте первичного источника. Кроме этого применение матричной структуры повышает надежность системы. При отказе одной из фаз первичного источника алгоритм управления ДК может быть адаптирован к работе с оставшимися фазами входного напряжения, обеспечивая выходное напряжение более низкого качества, но достаточного для работы электропривода.

Вопросам проектирования отказоустойчивых систем на основе матричных структур преобразователей и их исследованию в настоящее время уделяется большое внимание [15-28].

Выводы

В результате проведенного анализа можно выделить следующие основные тенденции развития современных силовых преобразователей переменного тока.

  1. Широкое применение АФГ и ШИМ — выпрямителей для улучшения входного коэффициента мощности в системах ДПЭ и решения проблем ЭМС с сетью.
  2. Гибридные структуры с АФГ на выходе преобразователя позволят не только обеспечить ЭМС преобразователя с нагрузкой, но и повысить энергетические показатели электропривода переменного тока. Однако такие структуры остаются на сегодняшний день мало изученными.
  3. Матричные преобразователи особо перспективны для построения высоконадежных электроприводов с синхронным двигателем на постоянных магнитах (СДПМ), которые характеризуются лучшими энергетическими и массогабаритными показателями по сравнению с другими двигателями переменного тока. Примечательно, что матричный преобразователь мощность 30 кВт уже нашел практическое применение в СДПМ приводе [9].

Московский государственный университет печати

Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.

Промышленная электроника

Учебник для вузов

Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.
Промышленная электроника
Начало
Печатный оригинал
Об электронном издании
Оглавление

Во многих электрических сетях и системах вентильные преобразователи являются одним из основных видов нагрузки. Преобразователь является для сети нелинейной нагрузкой, и его работа оказывает влияние на режимы работы сети, особенно если мощности преобразователя и сети соизмеримы. Поэтому при проектировании как электрических сетей, так и вентильных преобразователей необходимо учитывать влияние преобразователей на питающую сеть. Только в этом случае создаются установки с высокими технико-экономическими показателями. Данный вопрос привлекает большое внимание как специалистов в области электроэнергетики и электротехники, так и разработчиков преобразовательных устройств и требует их совместной работы.

В общем виде вентильный преобразователь как нагрузка сети может быть охарактеризован коэффициентом мощности :

где Р — активная мощность, потребляемая преобразователем из сети; » /> — кажущаяся или полная мощность, потребляемая из сети; » /> — действующие значения напряжения сети и потребляемого тока.

Активная мощность » /> — активная мощность нагрузки, характеризующая полезный эффект преобразования энергии; » /> — мощность потерь в преобразователе. Иначе можно записать » /> — КПД преобразователя. Поскольку КПД преобразователя обычно высок, » />

Кажущаяся мощность S определяется действующими значениями напряжения и тока в питающей сети. Высокие значения S требуют увеличения установленной мощности сети, в том числе трансформаторного оборудования, увеличения сечения проводов, повышения прочности изоляции. Поэтому при создании вентильных преобразователей ставится задача повышения их коэффициента мощности в пределе до значения » /> = 1.

Все сказанное выше относится не только к вентильным преобразователям, но и к любым другим нагрузочным элементам электрических сетей. Для выявления особенностей вентильных преобразователей как нелинейной нагрузки сети сопоставим процессы энергообмена нагрузки и сети для линейных нагрузок и вентильных преобразователей.

При работе на активную линейную нагрузку ( рис. 7.1 , а ) ток » /> и напряжение » /> синфазны, их полярность совпадает в любой момент времени и энергия постоянно передается из сети в нагрузку (рис. 7.1, б). Кривая мгновенной мощности » /> (рис. 7.1, в) однополярна.

Активная мощность по определению, известному из курса ТОЭ,

где Е — период повторения, следовательно,

таким образом, Р = S, а коэффициент мощности » /> = 1.

При работе на активно-индуктивную нагрузку ( рис. 7.2 , а ) в кривых напряжения » /> и тока » /> (рис. 7.2, б) можно выделить интервалы » /> когда полярность напряжения и тока совпадают, энергия передается из сети в нагрузку, значения мгновенной мощности » /> (рис. 7.2, в) на этих интервалах положительны. На интервалах » /> полярности напряжения тока противоположны, нагрузка возвращает энергию в сеть, значения мгновенной мощности на этих интервалах отрицательны (рис. 7.2, б). Активную мощность можно определить по выражению (7.2) при подстановке » />

Для уяснения физических процессов рассмотрим эту операцию подробнее, для этого представим ток » /> в виде суммы двух составляющих: тока » />, синфазного напряжению » />, и тока, отстающего от напряжения » /> на угол » /> (рис. 7.2, г):

Кривая мгновенной мощности » /> также может быть представлена в виде суммы

Кривые » /> приведены на рис. 7.2, д и е.

Найдем активную мощность по (7,2) с учетом (7.3):

Результат интегрирования второго слагаемого равен нулю, так как кривая » /> не имеет постоянной составляющей и характеризует бесполезный обмен энергией межу сетью и нагрузкой. Таким образом,

т.е. передача в нагрузку активной мощности обусловлена только синфазной составляющей тока » />. В соответствии с (7.1)

Нагрузка потребляет от сети не только активную, но и реактивную мощность:

Рассмотрим теперь работу сети на нелинейную нагрузку. На рис. 7.3 , а показано подключение к сети неуправляемого однофазного выпрямителя с RL-нагрузкой. Полагаем, что индуктивность в цепи нагрузки выпрямителя велика, пренебрегаем коммутационными процессами в вентильном комплекте. На рис. 7.3, б показаны кривые напряжения сети » /> и потребляемого выпрямителем тока » />, имеющего форму разнополярных прямоугольных импульсов. Для нахождения активной мощности в этой схеме достаточно воспользоваться выражением (7.2), однако для рассмотрения физических процессов энергообмена между сетью и нагрузкой, представим ток » /> в виде разложения в ряд Фурье:

где » /> — действующее значений k-й гармоники тока » />.

На рис. 7.3, в показана 1-я гармоника тока, потребляемого выпрямителем из сети, » /> а на рис. 7.3, г — сумма высших гармонических составляющих того же тока » /> Кривая мгновенной мощности также может быть разделена на два слагаемых:

Указанные составляющие кривой мгновенной мощности представлены на рис. 7.3, д и е.

Найдем активную мощность по (7.2), учитывая (7.5):

Результат интегрирования второго слагаемого равен нулю, так как кривая » /> не имеет постоянной составляющей и также характеризует бесполезный обмен энергией между сетью и нагрузкой. Таким образом,

где » /> — отношение действующего значения 1-й гармоники тока » /> к действующему значению тока » /> называется коэффициентом искажения тока » />.

Коэффициент мощности неуправляемого выпрямителя в соответствии с (7.1)

Таким образом, передача в нагрузку активной мощности обусловлена только 1-й гармоникой тока » />, высшие гармонические составляющие вызывают лишь бесполезный об мен энергией между сетью и нагрузкой. Кажущаяся мощность при работе сети на неуправляемый выпрямитель может быть представлена в виде

где » /> — мощность искажения .

Так же как и реактивная мощность, мощность искажения вызывает снижение » />, нежелательные результаты этого снижения были перечислены выше. Кроме того, при работе преобразователя от сети соизмеримой мощности возникают дополнительные отрицательные эффекты, вызванные искажением тока, потребляемого вентильными преобразователями. Несинусоидальные токи преобразователей создают на внутреннем сопротивлении сети ограниченно) мощности несинусоидальное падение напряжения, вызывая искажение кривой питающего напряжения.

Несинусоидальность напряжения сети оказывает неблагоприятное влияние на работу многих потребителей энергии: увеличиваются потери в электрических машинах, трансформаторах и сетях, повышается нагрев токоведущих частей и износ изоляции, снижается надежность работы устройств автоматики и релейной защиты, ухудшается работа связи. Поэтому ГОСТ 13109-67 ограничивает возможную несинусоидальность кривой напряжения сети. Способы снижения вредного влияния вентильных преобразователей на качество электрической энергии рассмотрены в § 7.3.

Продолжая рассмотрение коэффициента мощности вентильных преобразователей, обратимся к наиболее общему случаю и рассмотрим работу управляемого вентильного преобразователя с RL-нагрузкой (по-прежнему полагаем, что индуктивность в цепи нагрузки выпрямителя велика). Схема приведена на рис. 7.4 , а , а на рис. 7.4, б представлены кривые напряжения » /> и тока » />, потребляемого однофазным выпрямителем из сети. Ток » /> имеет несинусоидальную форму, его 1-я гармоника (рис. 7.4, б) сдвинута относительно напряжения » /> на угол » /> — угол управления выпрямителя; » /> — угол коммутации. Для нахождения активной мощности, потребляемой преобразователем, воспользуемся (7.2). Ранее мы установили, что активная мощность передается в нагрузку только синфазной составляющей 1-й гармоники потребляемого тока:

Следовательно, коэффициент мощности управляемого выпрямителя

где первый сомножитель характеризует несинусоидальность потребляемого тока, а второй — фазовый сдвиг 1-й гармоники тока » />. Кажущаяся мощность

т.е. вентильные преобразователи потребляют из сети наряду с активной мощностью реактивную мощность по 1-й гармонике и мощность искажения.

Коэффициент мощности вентильного преобразователя зависит от его схемы, характера нагрузки и режима работы. В наиболее типичном для выпрямителя режиме работы на RL-нагрузку при непрерывности выходного тока и при любом числе фаз выпрямителя m выходное напряжение определяется выражением (6.2)

при выводе которого не учитывались коммутационные процессы ( » /> = 0). При этом

Зависимость » /> приведена на рис. 7.5 (кривая 1) (Зависимость » /> для выпрямителя без нулевого вентиля (1), однофазного выпрямителя с нулевым вентилем и несимметричного двухмостового (2) и четырехмостового (3) выпрямителей). Эта зависимость показывает, что при регулировании выходного напряжения выпрямителя » /> коэффициент мощности выпрямителя сильно снижается, что обусловлено ростом угла управления и реактивной мощности, потребляемой преобразователем. Низкое значение коэффициента мощности и его зависимость от режима работы являются серьезными недостатками выпрямителей с фазовым управлением: возможности устранения этих недостатков рассмотрены в § 7.2, 7.3.

Значение коэффициента мощности преобразователя зависит также от коэффициента несинусоидалыюсти тока v. В режиме непрерывного тока нагрузки кривые потребляемого тока для различных выпрямительных схем имеют форму, показанную на рис. 6.2, в; 6.9, б; 6.11, б; 6.15, б и 6.17. Разложение в ряд Фурье первичного тока выпрямителей с различным числом фаз m позволяет найти значения v для этих выпрямителей. Результаты расчетов, выполненных без учета процессов коммутации, приведены в табл. 7.1.

Энергетические составляющие мощности вентильных преобразователей. Однофазные цепи

Взаимодействие преобразователя с сетью и нагрузкой

1. Энергетические показатели в сети

В электрических цепях с несинусоидальной формой тока можно выделить следующие составляющие мощности [1, 2]:

активную мощность , определяемую синусоидальным напряжением и синусоидальной составляющей тока, находящейся в фазе с кривой напряжения;

реактивную мощность , определяемую синусоидальным напряжением и синусоидальной составляющей тока, сдвинутой относительно кривой напряжения;

мощность искажения , определяемую синусоидальным напряжением и высшими гармониками тока;

Понятие коэффициента мощности связано с цепями переменного тока. В линейных цепях переменного тока, питаемых синусоидальным напряжением, коэффициент мощности определяется как , где — угол сдвига фаз между синусоидальной кривой напряжения питания и синусоидальной кривой тока. Причины, приводящие к тому, что коэффициент мощности становится меньше единицы, обусловлены явлением накопления энергии и искажением кривой тока по сравнению с кривой напряжения питания.

В цепях, питаемых переменным синусоидальным напряжением, в которых появляются периодические токи несинусоидальной формы, выделяют две составляющие коэффициента : коэффициент, обусловленный сдвигом фаз между первой гармоникой тока и напряжением ( ), и коэффициент, обусловленный искажением кривой тока по отношению к кривой напряжения ( ). Коэффициент фазового сдвига определяется по выражению

коэффициент искажения — по выражению

где — действующее значение первой гармоники тока;

— действующее значение тока цепи;

где — действующее значение напряжения питания.

В общем виде коэффициент мощности можно найти из выражения

От значения коэффициента мощности приемников, подключенных к питающей сети, зависит степень использования устройств, вырабатывающих и передающих электроэнергию. Уменьшение коэффициента мощности должно сопровождаться ограничением активной мощности, потребляемой этим устройством, что ведет к ухудшению использования питающей сети, трансформаторов, распределительных аппаратов и генераторов электрической энергии.

Рис.1. Зависимости составляющих полной мощности и коэффициента мощности однополупериодного выпрямителя от угла регулирования и фазового угла нагрузки

Рис.2. Зависимости составляющих полной мощности и коэффициента мощности двухполупериодного выпрямителя от угла регулирования и фазового угла нагрузки

Рис.3. Трехпульсный (нулевой) выпрямитель. Зависимости составляющих полной мощности и коэффициента мощности трехфазного выпрямителя от угла открытия и фазового угла нагрузки

Рис.4. Зависимости составляющих полной мощности и коэффициента мощности трехфазного мостового выпрямителя от и

Коэффициент сдвига при точном учете процесса коммутации вычисляется следующим образом:

где угол коммутации равен

При линейной аппроксимации тока на интервалах коммутации формула для коэффициента сдвига упрощается:

По найденным коэффициенту искажения и коэффициенту сдвига определяется коэффициент мощности как произведение .

Работа любого преобразователя сопровождается потерями электрической энергии в различных элементах схемы на их активных сопротивлениях. Величина этих потерь характеризуется коэффициентом полезного действия, который зависит от режима работы преобразователя.

Найдем зависимость коэффициента полезного действия от среднего значения выпрямленного тока при постоянстве угла регулирования. Коэффициент полезного действия определяется отношением полезной активной мощности на выходе вентильного преобразователя к активной мощности на входе. Тогда при работе преобразователя в выпрямительном режиме по определению

а при работе в инверторном режиме

– активная мощность в звене постоянного тока (в пренебрежении пульсациями тока);

– суммарные потери активной мощности – в трансформаторе ( ), в вентилях ( ), фильтре ( ), на вспомогательные нужды ( );

– активная мощность в первичной обмотке трансформатора.

Указанные активные мощности определяются следующим образом:

где и — мощность потерь в стали трансформатора и примерно равная ей мощность потерь в режиме холостого хода;

и — мощность потерь в меди трансформатора и примерно равная ей приведенная с коэффициентом мощность потерь в режиме короткого замыкания:

где — число вентилей в преобразователе,

Так как все рассмотренные мощности зависят от выпрямленного тока, то и КПД будет функцией тока нагрузки. В режиме номинального тока при максимальном выпрямленном напряжении значения КПД лежат в пределах 0,9. 0,96.

2. Фильтр в звене постоянного напряжения

Сглаживающие фильтры применяют для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения до уровня, который требуется по условиям эксплуатации в устройствах, питаемых данным выпрямителем [3-6].

Оценку сглаживающего действия фильтра обычно производят по величине его коэффициента сглаживания .

Как известно, выпрямленное напряжение в любой вентильной схеме имеет пульсирующий характер. Число пульсаций ( ) для различных схем разное.

Причиной пульсации выпрямленного напряжения является то, что оно, кроме постоянной составляющей , содержит переменную составляющую , т.е.

Здесь представляет сумму всех высших гармоник выпрямленного напряжения, амплитуды которых во многом зависят от сопротивлений трансформатора и вентилей, характера нагрузки, способа фильтрации выпрямленного тока и т.д.

Рассмотрим идеальный случай, когда сопротивлениями цепей переменного тока и вентилей при чисто активной нагрузке (без сглаживающих фильтров) пренебрегают.

Число пульсаций равно m, тогда период изменения выпрямленного напряжения равен , поэтому напряжение содержит гармоники с порядковыми номерами km( ). Если ось ординат совпадает с амплитудой кривой выпрямленного напряжения, то оно будет содержать лишь косинусоидальные гармоники, т.е.

или в относительных единицах

Соотношение -гармоники с напряжением представляет коэффициент пульсации схемы

В табл.1 приведены амплитуды гармоник выпрямленного напряжения для некоторых вентильных схем.

Таблица 1. Амплитуды высших гармоник выпрямленного напряжения

Как видно из табл.1, лишь амплитуда 1-ой гармоники имеет существенное значение. Остальные гармоники сравнительно незначительны и при расчетах ими часто пренебрегают.

Допустимый коэффициент пульсаций у потребителя (выход фильтра)

где – среднее значение выпрямленного напряжения на клеммах потребителя; – уровень амплитуды первой гармонической напряжения после фильтра.

Отношение коэффициентов пульсаций на выходе выпрямителя и на входе потребителя называют коэффициентом сглаживания фильтра

показывает, во сколько раз уменьшается амплитуда пульсаций основной гармоники на выходе фильтра по сравнению с амплитудой пульсаций на его входе.

Таким образом, коэффициент фильтрации фильтра, сглаживающего выпрямленное напряжение до определенного уровня, определяют через допустимый коэффициент пульсаций потребителя и число пульсаций на выходе выпрямителя:

В дальнейшем расчет фильтра сводится к определению параметров фильтра по величине , определяемой из выражения (1).

При выборе сглаживающего фильтра коэффициент сглаживания является важным, но не единственным критерием. Необходимо учитывать условия, при которых работает фильтр, с тем, чтобы не искажался режим работы потребителя, а также существенно не ухудшался режим работы выпрямителя и элементов фильтра.

Фильтр с одной емкостью

Простейшим фильтром является конденсатор, подключаемый параллельно нагрузке. Если сопротивление нагрузки значительно больше емкостного сопротивления конденсатора для основной гармоники, то можно считать, что переменная составляющая тока вентиля равна току конденсатора, а постоянная составляющая – току нагрузки.

Рис.5. Схема выпрямителя (а) и графики токов и напряжений (б)

На рис.5,а приведена двухполупериодная мостовая схема с конденсатором, а на рис.5,б – соответствующие ей кривые токов и напряжений.

Как видно из рис.5,б в промежутке (01-01’) включены вентили 1 и 3 и конденсатор заряжается. Одновременно трансформатор пропускает ток через сопротивление . В промежутке (01’-02) вентили 1 и 3 остаются включенными и через сопротивление пропускает ток как трансформатор, так и конденсатор. В промежутке (02-04) все вентили закрыты и приемник энергии питается только от конденсатора. В точке (04) включаются вентили 2 и 4, и повторяется тот же процесс, что и первом полупериоде.

В промежутке (02-04) через сопротивление ток пропускает лишь конденсатор, напряжение которого

где – остаточное напряжение конденсатора в точке (02).

Если постоянная времени довольно большая, напряжение падает сравнительно медленно и в начале нового периода (точка 03) имеет определенное положительное значение. В промежутке (03-04) , поэтому очередные вентили закрыты. В точке (04) вентили 2-4 начинают пропускать ток и все процессы повторяются. Запаздывание включения вентилей в промежутках (0-01) и (03-04) на угол вызвано наличием остаточного напряжения конденсатора.

где – действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора; – остаточное напряжение конденсатора в момент включения очередных вентилей.

С увеличением емкости конденсатора и возрастают, экспонента напряжения поднимается вверх и продолжительность включения вентилей уменьшается. Кривая выпрямленного напряжения ясно показывает назначение конденсатора. Заряжаясь в промежутке (01-01’), конденсатор в течение остальной части полупериода разряжается на сопротивление , чем обеспечивается непрерывность выпрямленного тока. Кривая выпрямленного напряжения приближается к прямой линии, что увеличивает ее постоянную составляющую.

Определим емкость конденсатора, если известно (или задано) соотношение

Подставив в формулу (2) значение , для двухполупериодной схемы находим

Так как , а , выражение (3) принимает вид

Из последнего выражения получим

Заменив угол углом или , выражения (4) и (5) можно использовать для трехфазной нулевой или трехфазной мостовой схем выпрямления. Выбирая соотношение , из выражения (5) определяем емкость конденсатора.

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения для двухполупериодной схемы равна

Постоянная составляющая выпрямленного тока

а его амплитуда

В двухполупериодных схемах, когда параллельно приемнику энергии включен конденсатор, амплитуда обратного напряжения такая же, как и при чисто активной нагрузке.

Величина емкости по выражению (5):

для двухполупериодной схемы, :

для трехфазной нулевой схемы, :

для трехфазной мостовой схемы, :

Однозвенный -фильтр является наиболее распространенным типом фильтра в выпрямительных схемах с регулируемым напряжением на выходе выпрямителя.

Для этого фильтра можно записать:

где и – модули комплексных сопротивлений:

Подставляя (6) в выражение для , получаем

Обычно выбирают емкость конденсатора так, чтобы . В этом случае (7) принимает вид:

Из (8) при заданных и находят произведение .

Выбор конкретных значений и производится из других требований, предъявляемых к фильтру. Такими требованиями обычно являются обеспечение непрерывности тока или обеспечение минимума массы, габарита и стоимости. В ряде случаев при этом принимают во внимание факторы, учитывающие влияние параметров фильтра на динамические и регулировочные характеристики преобразователя и нагрузки. Кроме того, следует исключить возможность возникновения резонансных явлений на частотах, близких к частоте пульсации. Для этого рекомендуется обеспечить соотношение

Из изложенного следует, что в общем случае выбор параметров и при рассчитанном значении их произведения является сложной многофакторной задачей, решение которой требует применения специальных методов оптимизации указанных параметров.

Наиболее простым случаем при проектировании с точки зрения расчета и является требование по обеспечению непрерывности тока id.

Минимальное значение индуктивности дросселя фильтра рассчитывается по выражению

где – активное сопротивление нагрузки; — угловая частота питающей сети; – число пульсаций выпрямленного напряжения за период напряжения сети.

Чтобы индуктивность обеспечивала заданную амплитуду пульсаций тока в дросселе, ее значение выбирается равным

где – относительное значение пульсаций тока, обычно принимается в диапазоне (0.1. 0.25).

Емкость конденсатора фильтра

где — относительное значение пульсаций напряжения, обычно принимается в диапазоне (0.01. 0.3); – коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения по первой гармоники (см. табл.1).

Часто емкость -фильтра определяется из рассчитанного по (8) произведения . Полученные значения параметров фильтра проверяются по выполнению условия (9). В случае невыполнения этого условия следует увеличить емкость .

По выражениям (11) и (10) находим индуктивность , включенную последовательно с .

Для двухполупериодной схемы выпрямления,

Для трехфазной нулевой схемы выпрямления,

Для трехфазной мостовой схемы выпрямления,

По выражению (12) при и находим величину емкости, включенной параллельно нагрузке .

Для двухполупериодной схемы выпрямления,

Для трехфазной нулевой схемы выпрямления,

Для трехфазной мостовой схемы выпрямления,

Замечание. Включая индуктивность в звено постоянного напряжения, мы тем самым увеличиваем постоянную времени цепи нагрузки, что негативно отражается на быстродействии системы, например контура тока, или на нормальной работе преобразователя с широтно-импульсным преобразованием напряжения.

Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С. Характеристики полупроводниковых преобразователей/ Иван. гос. энерг. ун-т. – Иваново, 2000. – 72 с.

Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С., Литвинский А.Н. Характеристики и защита полупроводниковых преобразователей/ – Иван. гос. энерг. ун-т. – Иваново, 2000. – 96 с.

Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С., Сибирцев А.Н. Выбор элементов звена постоянного напряжения в электроприводе с вентильными преобразователями. Метод. указ/ Иван. гос. энерг. уни-т. — Иваново, 1994. – 32 с.

Архангельский Н.Л., Виноградов А.Б., Лебедев С.К. Руководство по проектированию элементов систем управления электроприводами. Учеб. пособие/ Иван. гос. энерг. ун-т. — Иваново, 1999. – 116 с.

Архангельский Н.Л., Виноградов А.Б. Электропривод постоянного тока с импульсным преобразователем. Учеб. пособие/ Иван. гос. энерг. ун-т. — Иваново, 1995. – 92с.

Архангельский Н.Л., Чистосердов В.Л. Системы управления электроприводами. Практ. пособие/ Иван. гос. энерг. ун-т. — Иваново, 2000. – 156 с.

1. Чем отличается коэффициент мощности от и какие параметры схем выпрямления влияют на его величину?

2. Какие составляющие мощности можно выделить в цепях с несинусоидальной формой тока в сети с выпрямителем?

3. От каких параметров зависит коэффициент полезного действия выпрямителя?

4. Назначение фильтра в звене нагрузки, и из каких элементов он состоит?

5 .Физическое понятие коэффициента сглаживания фильтра?

6. Определить сети в схеме с однофазным мостовым выпрямителем при и с .

7. Определить сети в схеме с трехфазным нулевым выпрямителем при и с .

8. Определить величину емкости фильтра в выпрямленном напряжении для однофазной мостовой, трехфазной нулевой и трехфазной мостовой схем выпрямителей, если известно, что , , , .

9. Определить индуктивности и емкости при найденных индуктивностях для однофазной мостовой, трехфазной нулевой и трехфазной мостовой схем выпрямления, если задано , , ; .

Взаимодействие преобразователя с сетью и нагрузкой

1. Энергетические показатели в сети

В электрических цепях с несинусоидальной формой тока можно выделить следующие составляющие мощности [1, 2]:

    активную мощность , определяемую синусоидальным напряжением и синусоидальной составляющей тока, находящейся в фазе с кривой напряжения;

реактивную мощность , определяемую синусоидальным напряжением и синусоидальной составляющей тока, сдвинутой относительно кривой напряжения;

мощность искажения , определяемую синусоидальным напряжением и высшими гармониками тока;

Понятие коэффициента мощности связано с цепями переменного тока. В линейных цепях переменного тока, питаемых синусоидальным напряжением, коэффициент мощности определяется как , где — угол сдвига фаз между синусоидальной кривой напряжения питания и синусоидальной кривой тока. Причины, приводящие к тому, что коэффициент мощности становится меньше единицы, обусловлены явлением накопления энергии и искажением кривой тока по сравнению с кривой напряжения питания.

В цепях, питаемых переменным синусоидальным напряжением, в которых появляются периодические токи несинусоидальной формы, выделяют две составляющие коэффициента : коэффициент, обусловленный сдвигом фаз между первой гармоникой тока и напряжением ( ), и коэффициент, обусловленный искажением кривой тока по отношению к кривой напряжения ( ). Коэффициент фазового сдвига определяется по выражению

коэффициент искажения — по выражению

где — действующее значение первой гармоники тока;

— действующее значение тока цепи;

где — действующее значение напряжения питания.

В общем виде коэффициент мощности можно найти из выражения

От значения коэффициента мощности приемников, подключенных к питающей сети, зависит степень использования устройств, вырабатывающих и передающих электроэнергию. Уменьшение коэффициента мощности должно сопровождаться ограничением активной мощности, потребляемой этим устройством, что ведет к ухудшению использования питающей сети, трансформаторов, распределительных аппаратов и генераторов электрической энергии.

Рис.1. Зависимости составляющих полной мощности и коэффициента мощности однополупериодного выпрямителя от угла регулирования и фазового угла нагрузки

Рис.2. Зависимости составляющих полной мощности и коэффициента мощности двухполупериодного выпрямителя от угла регулирования и фазового угла нагрузки

Рис.3. Трехпульсный (нулевой) выпрямитель. Зависимости составляющих полной мощности и коэффициента мощности трехфазного выпрямителя от угла открытия и фазового угла нагрузки

Рис.4. Зависимости составляющих полной мощности и коэффициента мощности трехфазного мостового выпрямителя от и

Коэффициент сдвига при точном учете процесса коммутации вычисляется следующим образом:

где угол коммутации равен

При линейной аппроксимации тока на интервалах коммутации формула для коэффициента сдвига упрощается:

По найденным коэффициенту искажения и коэффициенту сдвига определяется коэффициент мощности как произведение .

Работа любого преобразователя сопровождается потерями электрической энергии в различных элементах схемы на их активных сопротивлениях. Величина этих потерь характеризуется коэффициентом полезного действия, который зависит от режима работы преобразователя.

Найдем зависимость коэффициента полезного действия от среднего значения выпрямленного тока при постоянстве угла регулирования. Коэффициент полезного действия определяется отношением полезной активной мощности на выходе вентильного преобразователя к активной мощности на входе. Тогда при работе преобразователя в выпрямительном режиме по определению

а при работе в инверторном режиме

– активная мощность в звене постоянного тока (в пренебрежении пульсациями тока);

– суммарные потери активной мощности – в трансформаторе ( ), в вентилях ( ), фильтре ( ), на вспомогательные нужды ( );

– активная мощность в первичной обмотке трансформатора.

Указанные активные мощности определяются следующим образом:

где и — мощность потерь в стали трансформатора и примерно равная ей мощность потерь в режиме холостого хода;

и — мощность потерь в меди трансформатора и примерно равная ей приведенная с коэффициентом мощность потерь в режиме короткого замыкания:

где — число вентилей в преобразователе,

Так как все рассмотренные мощности зависят от выпрямленного тока, то и КПД будет функцией тока нагрузки. В режиме номинального тока при максимальном выпрямленном напряжении значения КПД лежат в пределах 0,9. 0,96.

2. Фильтр в звене постоянного напряжения

Сглаживающие фильтры применяют для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения до уровня, который требуется по условиям эксплуатации в устройствах, питаемых данным выпрямителем [3-6].

Оценку сглаживающего действия фильтра обычно производят по величине его коэффициента сглаживания .

Как известно, выпрямленное напряжение в любой вентильной схеме имеет пульсирующий характер. Число пульсаций ( ) для различных схем разное.

Причиной пульсации выпрямленного напряжения является то, что оно, кроме постоянной составляющей , содержит переменную составляющую , т.е.

Здесь представляет сумму всех высших гармоник выпрямленного напряжения, амплитуды которых во многом зависят от сопротивлений трансформатора и вентилей, характера нагрузки, способа фильтрации выпрямленного тока и т.д.

Рассмотрим идеальный случай, когда сопротивлениями цепей переменного тока и вентилей при чисто активной нагрузке (без сглаживающих фильтров) пренебрегают.

Число пульсаций равно m, тогда период изменения выпрямленного напряжения равен , поэтому напряжение содержит гармоники с порядковыми номерами km( ). Если ось ординат совпадает с амплитудой кривой выпрямленного напряжения, то оно будет содержать лишь косинусоидальные гармоники, т.е.

или в относительных единицах

Соотношение -гармоники с напряжением представляет коэффициент пульсации схемы

В табл.1 приведены амплитуды гармоник выпрямленного напряжения для некоторых вентильных схем.

Таблица 1. Амплитуды высших гармоник выпрямленного напряжения

Как видно из табл.1, лишь амплитуда 1-ой гармоники имеет существенное значение. Остальные гармоники сравнительно незначительны и при расчетах ими часто пренебрегают.

Допустимый коэффициент пульсаций у потребителя (выход фильтра)

где – среднее значение выпрямленного напряжения на клеммах потребителя; – уровень амплитуды первой гармонической напряжения после фильтра.

Отношение коэффициентов пульсаций на выходе выпрямителя и на входе потребителя называют коэффициентом сглаживания фильтра

показывает, во сколько раз уменьшается амплитуда пульсаций основной гармоники на выходе фильтра по сравнению с амплитудой пульсаций на его входе.

Таким образом, коэффициент фильтрации фильтра, сглаживающего выпрямленное напряжение до определенного уровня, определяют через допустимый коэффициент пульсаций потребителя и число пульсаций на выходе выпрямителя:

В дальнейшем расчет фильтра сводится к определению параметров фильтра по величине , определяемой из выражения (1).

При выборе сглаживающего фильтра коэффициент сглаживания является важным, но не единственным критерием. Необходимо учитывать условия, при которых работает фильтр, с тем, чтобы не искажался режим работы потребителя, а также существенно не ухудшался режим работы выпрямителя и элементов фильтра.

Фильтр с одной емкостью

Простейшим фильтром является конденсатор, подключаемый параллельно нагрузке. Если сопротивление нагрузки значительно больше емкостного сопротивления конденсатора для основной гармоники, то можно считать, что переменная составляющая тока вентиля равна току конденсатора, а постоянная составляющая – току нагрузки.

Рис.5. Схема выпрямителя (а) и графики токов и напряжений (б)

На рис.5,а приведена двухполупериодная мостовая схема с конденсатором, а на рис.5,б – соответствующие ей кривые токов и напряжений.

Как видно из рис.5,б в промежутке (01-01’) включены вентили 1 и 3 и конденсатор заряжается. Одновременно трансформатор пропускает ток через сопротивление . В промежутке (01’-02) вентили 1 и 3 остаются включенными и через сопротивление пропускает ток как трансформатор, так и конденсатор. В промежутке (02-04) все вентили закрыты и приемник энергии питается только от конденсатора. В точке (04) включаются вентили 2 и 4, и повторяется тот же процесс, что и первом полупериоде.

В промежутке (02-04) через сопротивление ток пропускает лишь конденсатор, напряжение которого

где – остаточное напряжение конденсатора в точке (02).

Если постоянная времени довольно большая, напряжение падает сравнительно медленно и в начале нового периода (точка 03) имеет определенное положительное значение. В промежутке (03-04) , поэтому очередные вентили закрыты. В точке (04) вентили 2-4 начинают пропускать ток и все процессы повторяются. Запаздывание включения вентилей в промежутках (0-01) и (03-04) на угол вызвано наличием остаточного напряжения конденсатора.

где – действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора; – остаточное напряжение конденсатора в момент включения очередных вентилей.

С увеличением емкости конденсатора и возрастают, экспонента напряжения поднимается вверх и продолжительность включения вентилей уменьшается. Кривая выпрямленного напряжения ясно показывает назначение конденсатора. Заряжаясь в промежутке (01-01’), конденсатор в течение остальной части полупериода разряжается на сопротивление , чем обеспечивается непрерывность выпрямленного тока. Кривая выпрямленного напряжения приближается к прямой линии, что увеличивает ее постоянную составляющую.

Определим емкость конденсатора, если известно (или задано) соотношение

Подставив в формулу (2) значение , для двухполупериодной схемы находим

Так как , а , выражение (3) принимает вид

Из последнего выражения получим

Заменив угол углом или , выражения (4) и (5) можно использовать для трехфазной нулевой или трехфазной мостовой схем выпрямления. Выбирая соотношение , из выражения (5) определяем емкость конденсатора.

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения для двухполупериодной схемы равна

Постоянная составляющая выпрямленного тока

а его амплитуда

В двухполупериодных схемах, когда параллельно приемнику энергии включен конденсатор, амплитуда обратного напряжения такая же, как и при чисто активной нагрузке.

Величина емкости по выражению (5):

для двухполупериодной схемы, :

для трехфазной нулевой схемы, :

для трехфазной мостовой схемы, :

Однозвенный -фильтр является наиболее распространенным типом фильтра в выпрямительных схемах с регулируемым напряжением на выходе выпрямителя.

Для этого фильтра можно записать:

где и – модули комплексных сопротивлений:

Подставляя (6) в выражение для , получаем

Обычно выбирают емкость конденсатора так, чтобы . В этом случае (7) принимает вид:

Из (8) при заданных и находят произведение .

Выбор конкретных значений и производится из других требований, предъявляемых к фильтру. Такими требованиями обычно являются обеспечение непрерывности тока или обеспечение минимума массы, габарита и стоимости. В ряде случаев при этом принимают во внимание факторы, учитывающие влияние параметров фильтра на динамические и регулировочные характеристики преобразователя и нагрузки. Кроме того, следует исключить возможность возникновения резонансных явлений на частотах, близких к частоте пульсации. Для этого рекомендуется обеспечить соотношение

Из изложенного следует, что в общем случае выбор параметров и при рассчитанном значении их произведения является сложной многофакторной задачей, решение которой требует применения специальных методов оптимизации указанных параметров.

Наиболее простым случаем при проектировании с точки зрения расчета и является требование по обеспечению непрерывности тока id.

Минимальное значение индуктивности дросселя фильтра рассчитывается по выражению

где – активное сопротивление нагрузки; — угловая частота питающей сети; – число пульсаций выпрямленного напряжения за период напряжения сети.

Чтобы индуктивность обеспечивала заданную амплитуду пульсаций тока в дросселе, ее значение выбирается равным

где – относительное значение пульсаций тока, обычно принимается в диапазоне (0.1. 0.25).

Емкость конденсатора фильтра

где — относительное значение пульсаций напряжения, обычно принимается в диапазоне (0.01. 0.3); – коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения по первой гармоники (см. табл.1).

Часто емкость -фильтра определяется из рассчитанного по (8) произведения . Полученные значения параметров фильтра проверяются по выполнению условия (9). В случае невыполнения этого условия следует увеличить емкость .

По выражениям (11) и (10) находим индуктивность , включенную последовательно с .

Для двухполупериодной схемы выпрямления,

Для трехфазной нулевой схемы выпрямления,

Для трехфазной мостовой схемы выпрямления,

По выражению (12) при и находим величину емкости, включенной параллельно нагрузке .

Для двухполупериодной схемы выпрямления,

Для трехфазной нулевой схемы выпрямления,

Для трехфазной мостовой схемы выпрямления,

Замечание. Включая индуктивность в звено постоянного напряжения, мы тем самым увеличиваем постоянную времени цепи нагрузки, что негативно отражается на быстродействии системы, например контура тока, или на нормальной работе преобразователя с широтно-импульсным преобразованием напряжения.

Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С. Характеристики полупроводниковых преобразователей/ Иван. гос. энерг. ун-т. – Иваново, 2000. – 72 с.

Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С., Литвинский А.Н. Характеристики и защита полупроводниковых преобразователей/ – Иван. гос. энерг. ун-т. – Иваново, 2000. – 96 с.

Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С., Сибирцев А.Н. Выбор элементов звена постоянного напряжения в электроприводе с вентильными преобразователями. Метод. указ/ Иван. гос. энерг. уни-т. — Иваново, 1994. – 32 с.

Архангельский Н.Л., Виноградов А.Б., Лебедев С.К. Руководство по проектированию элементов систем управления электроприводами. Учеб. пособие/ Иван. гос. энерг. ун-т. — Иваново, 1999. – 116 с.

Архангельский Н.Л., Виноградов А.Б. Электропривод постоянного тока с импульсным преобразователем. Учеб. пособие/ Иван. гос. энерг. ун-т. — Иваново, 1995. – 92с.

Архангельский Н.Л., Чистосердов В.Л. Системы управления электроприводами. Практ. пособие/ Иван. гос. энерг. ун-т. — Иваново, 2000. – 156 с.

1. Чем отличается коэффициент мощности от и какие параметры схем выпрямления влияют на его величину?

2. Какие составляющие мощности можно выделить в цепях с несинусоидальной формой тока в сети с выпрямителем?

3. От каких параметров зависит коэффициент полезного действия выпрямителя?

4. Назначение фильтра в звене нагрузки, и из каких элементов он состоит?

5 .Физическое понятие коэффициента сглаживания фильтра?

6. Определить сети в схеме с однофазным мостовым выпрямителем при и с .

7. Определить сети в схеме с трехфазным нулевым выпрямителем при и с .

8. Определить величину емкости фильтра в выпрямленном напряжении для однофазной мостовой, трехфазной нулевой и трехфазной мостовой схем выпрямителей, если известно, что , , , .

9. Определить индуктивности и емкости при найденных индуктивностях для однофазной мостовой, трехфазной нулевой и трехфазной мостовой схем выпрямления, если задано , , ; .

Понятие же «физического вакуума» в релятивистской квантовой теории поля подразумевает, что во-первых, он не имеет физической природы, в нем лишь виртуальные частицы у которых нет физической системы отсчета, это «фантомы», во-вторых, «физический вакуум» — это наинизшее состояние поля, «нуль-точка», что противоречит реальным фактам, так как, на самом деле, вся энергия материи содержится в эфире и нет иной энергии и иного носителя полей и вещества кроме самого эфира.

В отличие от лукавого понятия «физический вакуум», как бы совместимого с релятивизмом, понятие «эфир» подразумевает наличие базового уровня всей физической материи, имеющего как собственную систему отсчета (обнаруживаемую экспериментально, например, через фоновое космичекое излучение, — тепловое излучение самого эфира), так и являющимся носителем 100% энергии вселенной, а не «нуль-точкой» или «остаточными», «нулевыми колебаниями пространства». Подробнее читайте в FAQ по эфирной физике.

НОВОСТИ ФОРУМА
Рыцари теории эфира
01.10.2020 — 05:20: ВОСПИТАНИЕ, ПРОСВЕЩЕНИЕ, ОБРАЗОВАНИЕ — Upbringing, Inlightening, Education ->
[center][Youtube]69vJGqDENq4[/Youtube][/center]
[center]14:36[/center]
Osievskii Global News
29 сент. Отправлено 05:20, 01.10.2020 г.’ target=_top>Просвещение от Вячеслава Осиевского — Карим_Хайдаров.
30.09.2020 — 12:51: ВОСПИТАНИЕ, ПРОСВЕЩЕНИЕ, ОБРАЗОВАНИЕ — Upbringing, Inlightening, Education ->
[center][Ok]376309070[/Ok][/center]
[center]11:03[/center] Отправлено 12:51, 30.09.2020 г.’ target=_top>Просвещение от Дэйвида Дюка — Карим_Хайдаров.
30.09.2020 — 11:53: ВОСПИТАНИЕ, ПРОСВЕЩЕНИЕ, ОБРАЗОВАНИЕ — Upbringing, Inlightening, Education ->
[center][Youtube]VVQv1EzDTtY[/Youtube][/center]
[center]10:43[/center]

интервью Раввина Борода https://cursorinfo.co.il/all-news/rav.
мой телеграмм https://t.me/peshekhonovandrei
мой твиттер https://twitter.com/Andrey54708595
мой инстаграм https://www.instagram.com/andreipeshekhonow/

[b]Мой комментарий:
Андрей спрашивает: Краснодарская синагога — это что, военный объект?
— Да, военный, потому что имеет разрешение от Росатома на манипуляции с радиоактивными веществами, а также иными веществами, опасными в отношении массового поражения. Именно это было выявлено группой краснодарцев во главе с Мариной Мелиховой.

[center][Youtube]CLegyQkMkyw[/Youtube][/center]
[center]10:22 [/center]

Доминико Риккарди: Россию ждёт страшное будущее (хотелки ЦРУ):
https://tainy.net/22686-predskazaniya-dominika-rikardi-o-budushhem-rossii-sdelannye-v-2000-godu.html

Завещание Алена Даллеса / Разработка ЦРУ (запрещено к ознакомлению Роскомнадзором = Жид-над-рус-надзором)
http://av-inf.blogspot.com/2013/12/dalles.html

[center][b]Сон разума народа России [/center]

[center][Youtube]CLegyQkMkyw[/Youtube][/center]
[center]10:22 [/center]

Доминико Риккарди: Россию ждёт страшное будущее (хотелки ЦРУ):
https://tainy.net/22686-predskazaniya-dominika-rikardi-o-budushhem-rossii-sdelannye-v-2000-godu.html

Завещание Алена Даллеса / Разработка ЦРУ (запрещено к ознакомлению Роскомнадзором = Жид-над-рус-надзором)
http://av-inf.blogspot.com/2013/12/dalles.html

[center][b]Сон разума народа России [/center]

Энергетические составляющие мощности вентильных преобразователей. Однофазные цепи

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.

Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.

Добро пожаловать!

Учебное пособие состоит из двух частей. В первой части концепция Фризе для одного электроприемника доведена до качественно новой теории энергетического баланса в произвольной электрической цепи однофазного питания.

Вторая часть продолжает развитие теории на трехфазные трехпроводные и двухфазные цепи. Введено качественно новое понятие пространственной ортогонализации, превращающее все двухполюсники произвольной цепи в трехполюсники. Только такой подход позволил прозвести трехфазный баланс энергетических составляющих к полной мощности. Из-за отсутствия единства в определении полной мощности трехфазной сети вторая часть пособие не может быть признана новой законченной теорией. Она демонстрирует методику построения новых теорий балансируемых энергетических составляющих.

Учебное пособие предназначено для студентов всех энергетических и электротехнических специальностей и особенно полезно для курсов «Теоретические основы электротехники», «Преобразовательная техника», «Электрические сети и системы».

Ил. 14, табл. 10, список лит.– 8 назв.

Одобрено учебно-методической комиссией энергетического факультета Реценты: Ф.Я. Изаков, Ю.Е. Синегубко.

ISBN 5-696-01249-3 @ Издательство ЮУрГУ, 1999.

ВВЕДЕНИЕ «Метод важнее открытия, ибо правильный метод исследования обязательно рано иди поздно приведет к новым еще более выдающимся открытиям.» Л.Д. Ландау Эта книга является второй частью работы [57]. Для удобства чтения нумерация ВСЕГО продолжена, кроме нумерации страниц. Первая глава в этой части идет под номером 8, первая ссылка в списке литературы – [54], первый рисунок – 19, первая таблица – 11. Это существенно облегчает ссылки.

В первой части рассмотрены балансы энергетических ответственностей элементов произвольной цепи (во введении пояснена разница между «цепью» и «сетью») перед источником питания с двумя зажимами (однофазным), здесь будет рассмотрен источник питания с тремя зажимами (двухфазный и трехфазный – разница будет пояснена). Не рассматривается трехфазная четырехпроводная сеть питания.

Фризе закончил свою работу словами, что все написанное им легко переносится на трехфазные сети [45]. Конечно, здесь «маэстро» повел себя как великий Ферма, которому не хватило бумаги, чтобы написать доказательство своей теоремы. Сейчас большинство математиков уверено, что Ферма ошибался, думая, что у него есть доказательство. Так же думает автор пособия о Фризе.

Решение вопроса баланса энергетических ответственностей для трехфазной цепи невозможно без определения понятия полной мощности трехфазной сети питания, к значению которой должен сходиться баланс. В этом вопросе нет единого мнения [4, 5, 11, 16, 29, 30, 31, 38, 58], но есть существующая практика, когда на всех фазах стоят однофазные счетчики активной и реактивной энергии и их показания просто суммируют. В трехфазных счетчиках эта сумма получается автоматически. Аналогично поступают с ваттметрами и варметрами, определяя общесетевые параметры формулами Ps = PA + PB + PC; Qs = QA + QB + QC. (B.1) Представленный в главе 8 анализ н внесет ясности в данный вопрос, но продемонстрирует метод исследования. Объектом оптимизации станет фидерный трансформатор, значит исключаются потери в линиях. Их сопротивления следует отнести к трансформатору. Будут получены разные формулы полной мощности.

Суть метода сводится к тому, что надо предложить какую-то реализуемую физическую модель процессов в идеализированном трансформаторе, а затем оптимизационными методами получить любые формулы. Тогда на нашей стороне будет физическая природа явлений, а это 0позволит произвести затем энергетический баланс и применить предлагаемые «трансформаторные преобразования». Это не получается, когда предлагаются сперва какие-то формулы, а потом под них предлагается подвести баланс.

Во второй половине данной части будет продемонстрирован метод разложения сигналов на энергетические составляющие, получения формул балансов ответственностей элементов цепи к одной из формул полной мощности. Для первой части пособия автор нашел только двух предшественников Фризе и Замараева [5, 7, 45]. Для предлагаемого метода автор. не смог найти предшественников. Работы без предшественников называются пионерскими. Автор заявляет, что им впервые в работах [25, 26] поставлен, а в работе [28] решен вопрос о балансе ответственностей элементов произвольной «цепи» за полную мощность (по одной из формул) трехпроводной сети питания. Все это нескромно, особенно нескромно найти место для пионера в такой завершенной науке как теоретические основы электротехники (ТОЭ), но должен же автор об этом заявить, а читатели пусть решат.

Предшественников нет потому, что какое-то подсознание мешало даже поставить вопрос о именно трехфазном (три полюса) балансе энергетических составляющих элементов (два полюса к несимметричному несинусоидальному трехфазному входу питания всей цепи и о распределение ответственности между элементами цепи за полную мощность на этом входе. Для решения такой задачи пришлось каждый элемент цепи (двухполюсник) рассмотреть как трехполюсник, приделать к нему виртуальный «трехфазный хвост» К временной ортогонализации периодических сигналов (Фризе или Грама-Шмидта) пришлось добавить пространственную ортогонализацию, когда одна и та же форма, но в разных фазах и в «хвосте» элемента находится в квадратуре к самой себе. А такая качественно разная квадратура требует качественно новых комплексных единиц, уже названных в первой части «размерностями».

«Пионерский» шаг дан как метод получения трехфазного баланса к одной выбранной формуле полной мощности. Значит его можно применить и для баланса под другую формулу. Поэтому эпиграфом к работе взяты слова Л.Д.Ландау. Сколько будет выбрано формул, столько будет получено балансов, а на каком же остановиться Говорят, что критерием истины является практика.

Но в исходных положениях не нарушаются фундаментальные законы физики, значит и результаты не вступят в конфликт с практикой, если не будут допущены ошибки. Тогда вторым критерием истины должны стать простота, красота и симметрия получаемых формул. Автор пособия не доволен простотой полученного, поэтому его метод следует повторить при других исходных данных.

Широко используются введенные в первой части определения скалярного (x,y) и векторного [x,y] произведения мгновенных периодических сигналов. Это значит, что анализируются только периодические сигналы. Нет даже попыток распространения результатов на переходные и длиннопериодические процессы, но предлагается принять, что все аппаратные решения второй части будут давать правильные показания в любых режимах.

В конце даны настолько подробные выводы по обеим частям пособия, что их скорее можно назвать рефератом. Поэтому рекомендуется перед чтением пособия прочитать эти выводы.

Замечания по данному пособию можно отправить по адресу электронной почты автора: lokhov1945@mail.ru 8. ПОЛНАЯ МОЩНОСТЬ ТРЕХПРОВОДНОЙ СЕТИ 8.1. Взаимодействия сигналов трехпроводной сети iCA rCA rA A iA A iA iAB rAB uA iB uAB rB B iB B iBC rBC rC uB iC uBC C iC C uC б) а) uC Рис.На мгновенные фазные сигналы трехфазной трехпроводной сети (рис. 19 а) наложены следующие связи uA + uB + uC = 0; iA + iB + iC = 0. (8.1) Линейные сигналы определяются через фазные uAB = uA – uB; uBC = uB – uC; uCA = uC – uA; (а) (8.2) iAB = (iA – iB )/3; iBC = (iB – iC )/3; iCA = (iC – iA )/3. (б) Линейные токи протекают через обмотки трансформатора, замкнутые в треугольник. Для линейных сигналов выполняются формулы балансов, аналогичные (8.1). В реальном трансформаторе возможно нарушение баланса токов обмоток трансформатора (рис. 19 а), но тогда это будут не токи по определению (8.2 б), то есть под линейными токами понимаются значения, рассчитанные по данным формулам. Формулы обратных преобразований сигналов uA =(uAB – uCA)/3; uB =(uBC – uAB)/3; uC =(uCA – uBC)/3; (а) (8.3) iA = iAB – iCA; iB = iBC – iAB; iC = iCA – iBC. (б) Уравнение (8.1) связывает между собой фазные напряжения, определяемые по отношению к искусственной нулевой точке. Так принято и в ТОЭ. Однако это отличается от определения фазного напряжения, принятого у специалистов по трансформаторам: фазное напряжение – это напряжение на обмотке на одном стрежне трансформатора независимо от схемы ее включения. То есть у них принято «конструкторское» определение. Здесь понятия фазных и линейных сигналов принято в соответствии с уравнениями и направлениями стрелок на (рис. 19 а) и не зависят от схемы включения трансформатора.

Если uC найти из (8.1) и возвести в квадрат, то uC2 = uA2 + uB2 + 2·uA·uB. (8.4) Тогда после интегрирования получается первая формула трехпроводной связи через скалярные произведения сигналов T (uA,uB) = uA·uB dt = (UC2 – UA2 – UB2 )/2. (8.5) T Такие же уравнения получаются для токов. Аналогично получены прочие соотношения, выводы которых опускаются. Ниже они приведены только для одной фазы, уравнения для оставшихся фаз могут быть записаны симметрично.

Вводятся обозначение для квадрата действующего напряжения US2 и тока ISтрехфазной сети.

UA2 = (uA,uA); PA = (uA,iA); (а) US2 = UA2 + UB2 + UC2 = (8.6) = (UAB2 + UBC2 + UCA2)/3 = (б) = –2<(uA,uB) + (uB,uC) + (uC,uA)>;

Используя формулы (4.23), (4.24) можно получить соотношения для векторных произведений [uA,uA] = 0; (а) [uA,uB] = –[uB,uA] = [uB,uC] = [uC,uA]; (б) [uA,uBC] = 2·[uA,uB]; [uAB,uBC] = 3·[uA,uB]; (в) (8.7) [uA,uB]2 = [uA,uB][uB,uC] = (г) = UA2·UB2 – (uA,uB)2 = = UB2·UC2 – (uB,uC)2 = = US4 /4 – (UA4 + UB4 + UC4)/2 = = (UA + UB + UC)(UA + UB – UC)(UB + UC – UA)(UC + UA – UB)/4.

Формула (8.7 г) интересна тем, что представляет собой формулу Герона и определяет 1/4 квадрата площади треугольника со сторонами, длина которых равна действующим значениям напряжений UA, UB, UC. Если напряжения линейно зависимы, то их векторное произведение равно нулю, и из сливающихся линий можно построить треугольник только с нулевой площадью. Все сходится! Запись UA4 означает, что среднеквадратичное значение UA2 (1.6) было возведено в квадрат, а не «среднечетверичное» значение. Также US4 – квадрат US2 (8.6 б).

Интересны взаимодействия с посторонними сигналами, которые здесь обозначены как произвольные сигналы uK, iK какого-то элемента цепи.

(uB,uK)(iC,iK) + (uC,iK)(iB,iK) = (8.8) = (uA,uK)(iA,iK) – (uB,uK)(iB,iK) – (uC,uK)(iC,iK) 8.2. Оптимизация трехпроводной сети по потерям Рассматривается только трехпроводная сеть без нулевого провода, так как конструкция и условия работы последнего качественно и количественно отличаются от линейных проводов, и автору не удалось даже подойти к решению проблемы энергетического баланса для этого случая. В литературе рассмотрены подходы к учету этого различия, например [11, 29, 58].

Анализируется схема замещения (рис. 19 а), где трансформатор является идеальным, а вынесенные сопротивления учитывают потери в нем и линиях.

Обмотки соединены треугольником, что сложнее для анализа, но будет использовано ниже. Из-за трехпроводности выполняются все написанные соотношения для сигналов. Трехфазная активная мощность и общие потери выражаются формулами:

F* = p + l ·(uAB·iаAB + uBC·iаBC + uCA·iаCA ) + + 2(t) ·(uAB + uBC + uCA) + 3(t) ·(iаAB + iаBC + iаCA); (8.11) dF*/diаAB = l·uAB + 2·rAB·iаAB + 3(t) = 0 ; (8.12) –l·uAB = iаAB·2·rAB + 0 + 0 + 3(t);

–l·uBC = 0 + iаBC·2·rBC + 0 + 3(t); (8.13) –l·uCA = 0 + 0 + iаCA·2·rCA + 3(t);

0 = iаAB + iаBC + iаCA + 0.

Решение системы имеет вид (8.14). Формулы для остальных токов получаются по правилам симметрии записи и не приводятся.

31 rBC • uA rCA • uB iаAB = – · ; (8.14) 2 rAB • rBC rBC • rCA rCA • rAB pпA uA iаA yA uBC WiA iпA 4 uB iрA iаB iaA uA x iA iиA uC iаC Tp iaA xA iB iпB uA WiaB x uB x uCA Фаза B iB pпC 1 uB iC iпC uAB iaC Фаза C iC uC x xC uC б) а) Рис. Неопределенный множитель находится через формулу мощности (8.9).

Окончательная формула для оптимального тока (она же активная составляющая тока) имеет вид PS rBC • uA rCA • uB iаAB = ·. (8.15) 2 2 3 U • rBC UB • rCA UC • rAB A При равных сопротивлениях получаются формулы для линейного и фазного токов PS iаAB = ·uAB; (а) 2 2 U UBC UCA AB PS iаA = ·uA; (б) (8.16) 2 2 UA UB UC Невязки определяют пассивные составляющие тока, которые могут быть компенсированы, так как не передают в сумме активной мощности:

iпA = iA – iаA ; iпB = iB – iаB ; iпC = iC – iаC. (8.17) 8.3. Измерение энергетических составляющих Аппаратная реализация для трехпроводных измерений (рис. 20 а) реализует формулы (8.16 б), (8.17), но не прямолинейно, а так же как и схема (рис. 11 б) по сути разложения. Схема включает в себя три однофазных измерительных преобразователя (рис. 11 б), но с общим сумматором 5 трех сигналов пассивной мощности и общим интегратором 4. Общая интегрирующая обратная связь на этом интеграторе так формирует общий медленно изменяющийся сигнал x, что на входе интегратора отсутствует постоянная составляющая. Поэтому сигналы активных составляющих фаз повторяют формы фазных напряжений iаA = x·uA ; iаB = x·uB ; iаC = x·uC, (8.18) и передают всю суммарную активную мощность. Умножители 1 измеряют активную мощность от пассивных составляющих токов (8.17), которая получается нулевой, благодаря интегрирующей обратной связи, то есть вся трехфазная мощность передается только активными составляющими, что и определяет их как активные. Схема не опубликована в авторском свидетельстве [49], так как экспертиза посчитала, что формула изобретения (см. параграф 7.1) защищает ее. Схемы типа (рис.11, 12, 20) позволяют выделять и другие ортогональные составляющие, если заданы их формы. На (рис. 20 б) в качестве такой формы использован сигнал линейного напряжения. Известно, что сигналы фазного тока и линейного напряжения используются в классических измерителях реактивной мощности. Поэтому схема выделяет мгновенные сигналы реактивных токов в классическом их определении [16]. Аналогично можно выделить и составляющие несимметрии строго по О.А.Маевскому [30], если не затрагивать вопроса о строгости их введения.

8.4. Полная мощность (если прямолинейно) Для многофазной сети также почти общепринято, что полная мощность сети определяется как максимально возможная активная мощность сети (8.9) при сохранении напряжений и других пока неопределенных оптимальных токах с сохранением какой-то интегральной оценки, например, потерь (8.10). Как и для случая однофазного трансформатора, можно не проводить полный анализ, а воспользоваться готовыми формулами (8.15) для расчета активных составляющих и по заданным потерям (8.10) определить максимальную активную мощность, т.е. искомую полную мощность 2 2 2 2 2 9(U • rBC UB • rCA UC • rAB)(IAB • rAB IBC • rBC ICA • rCA) A SS2 =. (8.14) rAB • rBC rBC • rCA rCA • rAB При равных сопротивлениях последние сокращаются и получаются классические формулы полной мощности через линейные и фазные сигналы SS2 = (UAB2 + UBC2 + UCA2)·(IAB2 + IBC2 + ICA2); (а) SS2 = (UA2 + UB2 + UC2)·(IA2 + IB2 + IC2). (б) (8.20) Формула (8.20 б) получена Л.С.Лурье [29] для трехпроводной сети синусоидального несимметричного питания. Здесь изменен метод доказательства и не оговорены формы сигналов.

СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ МОЩНОСТЬЮ НА СЕТЕВОМ ВХОДЕ ОДНОФАЗНОГО ВЕНТИЛЬНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

RU (11) 2159985 (13) C1

(51) 7 H02M7/12, H02M7/155

(12) ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ К ПАТЕНТУ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ
Статус: по данным на 07.12.2007 — прекратил действие

(21) Заявка: 99122129/09
(22) Дата подачи заявки: 1999.10.22
(24) Дата начала отсчета срока действия патента: 1999.10.22
(45) Опубликовано: 2000.11.27
(56) Список документов, цитированных в отчете о поиске: SU 436430 A, 15.07.1974. SU 436429 A, 15.07.1974. DE 1303364 A, 11.11.1971. ГОЛУБЕВ Ф.Н. и др. Регулировочные и энергетические характеристики двухполупериодных преобразователей с комбинированной коммутацией вентилей. Изв. ВУЗОВ: Энергетика. — 1974, N 10, с. 52 — 57.
(71) Заявитель(и): Ульяновский государственный технический университет
(72) Автор(ы): Сидоров С.Н.
(73) Патентообладатель(и): Ульяновский государственный технический университет
Адрес для переписки: 432027, г.Ульяновск, ул. Северный Венец 32, Ульяновский государственный технический университет, проректору по НИР

(54) СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ МОЩНОСТЬЮ НА СЕТЕВОМ ВХОДЕ ОДНОФАЗНОГО ВЕНТИЛЬНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

Способ управления мощностью на сетевом входе однофазного вентильного преобразователя реализуется на основе вертикального принципа путем трехкратного включения каждого вентиля на периоде сетевого напряжения в моменты равенства периодически изменяющихся синхронно с сетью опорных напряжений и управляющих напряжений. Последние представляют собой нелинейную функциональную зависимость от двух управляющих воздействий, с помощью которых обеспечивается независимое в установленных пределах пропорциональное регулирование активной и реактивной составляющих мощности на сетевом входе однофазного двухполупериодного преобразователя, при условии выполнения его на двухоперационных вентилях и его работы на нагрузку индуктивного характера при постоянстве сглаженного тока нагрузки и сохранения синусоидальности сетевого напряжения. Варианты реализации способа отличаются величиной и формой сравниваемых напряжений в системе импульсно-фазового управления вентилями. Способ может быть применен для компенсации реактивной мощности, например с целью демпфирования толчкообразных изменений тока и искажений напряжения на сетевом входе вентильного преобразователя. Технический результат — расширение функциональных возможностей. 4 з.п.ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть применено, например, для повышения коэффициента мощности одиночно работающего вентильного преобразователя переменного тока в постоянный /режим компенсированного преобразователя/ или групповой компенсации реактивной мощности /режим компенсационного преобразователя/. В указанных областях, в связи с развитием элементной базы, большое применение начинают получать сетевые преобразователи на полностью управляемых вентилях / транзисторных ключах типа JG-BT MOSFET, двухоперационных, а также искусственно или комбинированно выключаемых тиристорах/. Одним из главных достоинств данных преобразователей является возможность плавного регулирования выпрямленного напряжения с одновременный изменением по желаемому закону объема потребляемой или генерируемой в питающую сеть реактивной мощности. Это свойство может найти применение для быстродействующей компенсации реактивной мощности, с целью демпфирования толчкообразных изменений тока и соответствующих искажений напряжения на сетевом входе вентильных преобразователей и устройств на их основе и т.п. [1-3].

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению следует признать «способ управления регулируемым двухполупериодным вентильным преобразователем» [1] , основывающийся на идее многократного включения каждого вентиля на периоде сетевого напряжения. Сходные существенные признаки в данном случае состоят в возможности регулирования реактивной мощности на сетевом входе при неизменном выпрямленном напряжении за счет соответствующего изменения углов управления вентилями при первом и втором включениях на каждом периоде сети. К недостаткам прототипа следует отнести ограниченные возможности регулирования, в связи с отсутствием в указанном алгоритме информации об изменениях управляющего сигнала на входе системы импульсно-фазового управления /СИФУ/ и способе фазовой модуляции. Кроме того, указанный способ управления не позволяет решать обратную задачу, а именно, регулировать выпрямленное напряжение при сохранении постоянства заданной величины и знака реактивной мощности. Вместе с тем, на практике наибольшее применение получают сравнительно простые устройства импульсно-фазового управления и широтно-импульсной модуляции 2-го рода, работа которых основывается на так называемом вертикальном принципе, предполагающем формирование импульсов управления в моменты равенства управляющего и периодически изменяющегося синхронно с сетевым напряжением опорного /развертывающего/ сигналов. Универсальность данного принципа состоит в возможности его реализации как программным, так и аппаратным способами на основе аналоговых или цифровых элементов.

Таким образом, технический результат — расширение функциональных возможностей вентильного преобразователя при регулировании средневыпрямленного напряжения, а также активной и реактивной составляющих полной мощности на сетевом входе простыми средствами управления, работающими по вертикальному принципу.

Для этого предлагается независимое регулирование активной составляющей мощности /средневыпрямленного напряжения/ и реактивной составляющей мощности на сетевом входе однофазного двухполупериодного преобразователя осуществлять при трехкратном включении каждого вентиля на периоде сетевого напряжения, а именно: первый раз — с отстающим относительно начала положительной полуволны сетевого напряжения на аноде вентиля углом управления 0 1 , второй раз — постоянно в момент начала отрицательной полуволны сетевого напряжения 2 = с одновременным запиранием работавших вентилей и в третий раз — с опережающим углом управления — 3 0 и одновременным запиранием работавших вентилей, на основе вертикального принципа в моменты равенства периодически изменяющегося синхронно с сетевым напряжением опорных напряжений и управляющих напряжений вида:

при условии сохранения синусоидальной формы напряжения на сетевом входе вентильного преобразователя и его работы на нагрузку индуктивного характера при постоянстве сглаженного выпрямленного тока >
Реализация способа возможна в нескольких вариантах, различающихся величиной, формой или знаком сравниваемых в СИФУ напряжений. Все варианты обеспечивают возможность независимого регулирования в установленных пределах активной /средневыпрямленного напряжения/ и реактивной мощностей по произвольному закону, в том числе, возможность пропорционального регулирования активной составляющей мощности /средневыпрямленного напряжения/ P* = Ud* = Uy*(p) с помощью управляющего сигнала Uy*(p) при сохранении постоянства реактивной составляющей мощности Q* = const или пропорционального регулирования реактивной составляющей мощности Q* = Uy*(q) с помощью управляющего сигнала Uy*(q) при сохранении постоянства активной составляющей мощности P* = Ud* = const.

Первый вариант отличается тем, что на каждом периоде сети первое включение вентилей осуществляют в момент равенства опорного напряжения косинусоидальной формы с вершиной, синхронизированной с началом положительной полуволны сетевого напряжения на аноде вентиля и управляющего напряжения Uy1*, причем включение происходит с отстающим углом управления 1 = arccos Uy1*, а третье включение осуществляют в момент равенства опорного напряжения косинусоидальной формы, с вершиной, синхронизированной с началом отрицательной полуволны сетевого напряжения на аноде и управляющего напряжения Uy2*, при этом включение производят с опережающим углом управления, по модулю равным |3| = arccos Uy2*.

Таким образом, данный вариант предполагает наличие двух пар опорных и управляющих напряжений. Второй вариант обеспечивает формирование управляющих импульсов при наличии одного опорного напряжения косинусоидальной формы с вершиной, синхронизированной с началом положительной полуволны сетевого напряжения на аноде. Отличие состоит в том, что третье включение вентиля на каждом периоде сети осуществляют в момент равенства данного опорного напряжения с управляющим напряжением Uy3* с опережающим углом управления, по модулю равным |3| = -arccosU*y3.

Третий вариант отличается тем, что на каждом периоде сети первое включение вентиля осуществляют в момент равенства опорного напряжения периодической линейно убывающей формы двойной частоты с управляющим напряжением Uy1*, прием включение вентиля происходит с отстающим углом управления

а третье включение осуществляют в момент равенства опорного напряжения периодической линейно возрастающей формы двойной частоты с управляющим напряжением Uy2* и опережающим углом управления, по модулю равным

Для реализации данного варианта также требуется две пары опорных и управляющих напряжений. Четвертый вариант может быть реализован при наличии одного опорного напряжения периодической линейно убывающей формы двойной частоты. Отличие состоит в том, что третье включение вентиля на каждом периоде сети осуществляют в момент равенства данного опорного напряжения с управляющим напряжением Uy3*, а включение вентиля при этом происходит с опережающим углом управления, по модулю равным

На фиг. 1 представлены временные диаграммы выпрямленного напряжения Ud(v) и сетевого тока i(v) вентильного преобразователя, иллюстрирующие его работу во всевозможных энергетических режимах. На фиг. 2 даны диаграммы опорных Uоп1, Uоп2 и управляющих Uy1, Uy2, Uy3 напряжений, поясняющие предложенный способ управления. На фиг. 3 приведена траектория граничных значений управляющих сигналов, обуславливающая пределы независимого пропорционального регулирования активной и реактивной мощностей. На фиг. 4 представлена упрощенная схема одного из возможных вариантов реализации нового способа управления.

Для определенности будем считать, что представленный на фиг. 4 реверсивный вентильный преобразователь по однофазной двухмостовой встречно-параллельной схеме выпрямления работает на нагрузку индуктивного характера с противоЭДС, например на якорную обмотку двигателя постоянного тока, при постоянстве сглаженного тока нагрузки >
Представленные диаграммы помогают получить аналитические зависимости, необходимые для организации импульсно-фазового управления во всех представленных режимах. Осуществляя разложение кривой тока i(v) в ряд Фурье, запишем выражение для косинусного и синусного коэффициентов при первом слагаемом тригонометрического ряда в относительной системе координат

что дает возможность рассчитывать действующее значение основной гармоники сетевого тока

фазовый сдвиг этой гармоники относительно сетевого напряжения

а также активную и реактивную мощности на сетевом входе преобразователя

После подстановки (1), (2) в (3) — (5), относительные значения активной и реактивной мощностей выразятся

Замечаем, что относительное значение средневыпрямленного напряжения совпадает с относительным значением активной мощности /при условии >

Вводя понятия управляющих сигналов для осуществления пропорционального регулирования активной и реактивной мощностей

Uy*(p) = P* = Ud*(g); Uy*(g) = Q2,

запишем закон управления указанными составляющими полной мощности на сетевом входе однофазного двухполупериодного преобразователя

Данная система уравнения совместима и ее решение относительно углов управления 1,3 позволит осуществить независимое пропорциональное регулирование активной и реактивной мощности в пределах

Граничные значения управляющих сигналов и угла управления гр можно получить, подставляя в (9), (10) нулевое /предельное/ значение одного из углов управления

В результате получены параметрические уравнения (11), (12) окружности, с помощью которой, задаваясь граничным значением одной координаты, можно получить граничное значение другой /см. фиг. 3/.

Решая систему уравнений (9), (10) относительно одной из тригонометрических функций, представленных слева, получаем

Данное выражение можно рассматривать как уравнение точки встречи представленного справа управляющего напряжения, являющегося функционалом следующего вида.

и представленного слева опорного напряжения косинусоидальной формы. Решение уравнения точки встречи дает искомый угол управления при первом включении вентиля на периоде сети 1= arccosU*y1.

Аналогичным образом отыскивается уравнение точки встречи управляющего и опорного напряжений при третьем включении вентиля на периоде

Принимая первую часть (15) за управляющее напряжение

а левую часть — за выражение опорного сигнала косинусоидальной формы, отыскиваем угол управления, а вернее, его модульное значение при третьем включении вентиля на периоде сети = arccos Uy2*.

Геометрическая трактовка решения системы уравнений (9), (10) дана на графике фиг. 2а в виде временных диаграмм управляющих Uy1, Uy2, Uy3 и опорных напряжений СИФУ, работающей по вертикальному принципу. Согласно данному принципу, изменение управляющего напряжения по величине /вертикали/ приводит к необходимому изменению угла управления вентилями. Видно, что в данном случае для управления требуется иметь два опорных напряжения косинусоидальной формы, находящихся в противофазе. Вершины этих косинусоид должна быть синхронизированы с моментами перехода сетевого напряжения через нулевое значение. Этот же рисунок показывает, как можно получить аналогичный результат при наличии одного опорного напряжения Uоп1 косинусоидальной формы с вершиной, синхронизированной с моментом перехода сетевого напряжения через нуль в положительном направлении. Отличие в данном случае будет лишь в том, что третье включение вентиля необходимо производить в момент равенства данного опорного напряжения с управляющим напряжением вида Uy3 = -Uy2.

Косинусоидальная форма опорных напряжений, наряду с известными достоинствами, затрудняет формирование управляющих импульсов при малых углах управления _ 0. Поэтому в ряде случаев более целесообразно использовать опорные напряжения линейной формы удвоенной по отношению к сетевой частоты /см. фиг. 3б/. При этом ошибка в реализации пропорционального управления, ввиду близости косинусоидальной и линейной форм, не превышает нескольких процентов. Записывая уравнение точки встречи линейно убывающего опорного напряжения Uоп1* и управляющего напряжения Uy1*

получаем значение угла управления при первом включении вентиля на периоде сети

Аналогично, записывая уравнение точки встречи линейно возрастающего опорного напряжения Uоп2* и управляющего напряжения Uy2*

получаем модульное значение угла управления при третьем включении

Диаграммы на фиг. 2б показывают, что аналогичный результат может быть получен при наличии не двух, а одного опорного напряжения, например, линейно убывающей формы. Здесь отличие будет состоять также лишь в том, что третье включение необходимо производить в момент равенства данного опорного напряжения с управляющим напряжением вида Uy3* = -Uy2*.

Предлагаемый способ управления может быть применен в реверсивном электроприводе постоянного тока, функциональная схема которого изображена на фиг. 4. Устройство может быть выполнено с применением согласующего трансформатора 1, к вторичным обмоткам которого подключена силовая схема преобразователя 2, выполненная по однофазной встречно-параллельной двухмостовой схеме выпрямления на двухоперационных тиристорах с подключенной на выходе якорной обмоткой 3 двигателя постоянного тока. Система импульсно-фазового управления содержит потенциометрические задатчики активной мощности /средневыпрямленного напряжения/ 4 и реактивной мощности 5. Сигналы управления Uy(p), Uy(q) с задатчиков поступают на входы функционального построителя 6, реализующего зависимости между входными и выходными напряжениями согласно математическим выражениям для управляющих напряжений (14), (16). Данные напряжения поступают на входы компараторов 7, 8, где они сравниваются с опорными напряжениями Uоп1, Uоп2, поступающими с вторичных обмоток трансформатора 1, если эти напряжения должны иметь косинусоидальную форму, посредством фазорасщепителя 9. Последний может также представлять собой генератор периодического напряжения линейной формы. Переключения компараторов в точках встречи управляющих и опорных напряжений будут приводить к появлению на выходах формирователя 10 управляющих импульсов, в соответствии с предложенным способом. В результате применение данного технического решения будет способствовать существенному расширению функциональных возможностей устройства и повышению его энергетических показателей.

Список литературных источников

1. Авт. св. СССР N 436430, H 02 P 13/16, H 02 M 7/18. Способ управления регулируемым двухполупериодным вентильным преобразователем / Голубев Ф.H., Латышко В.Д. Опубл. в БИ N 26, 1974 г.

2. Ф. Н. Голубев, В.Д. Латышко. Регулировочные и энергетические характеристики двухполупериодных преобразователей с комбинированной коммутацией вентилей. Изв. вузов. Энергетика, 1974 г., N 10, с. 52-57.

3. А.П. Иванов, В.Я. Балыкин. Энергетические характеристики вентильного преобразователя c управлением по двум параметрам. «Горная электромеханика». Сб. трудов Пермского политехн. инcт., 1971 г., вып. 96.

1. Способ управления, обеспечивающий импульсно-фазовое регулирование средневыпрямленного напряжения U*d однофазного двухполупериодного преобразователя на двухоперационных вентилях при одновременно изменении или стабилизации активной P* или реактивной Q* составляющей мощности на его сетевом входе с помощью управляющих сигналов с задатчиков активной и реактивной мощности U*у(p), U*у(q) путем многократного включения каждого вентиля на периоде сетевого напряжения при условии сохранения синусоидальности сетевого напряжения на входе преобразователя и его работы на нагрузку индуктивного характера при постоянстве сглаженного тока, отличающийся тем, что осуществляют трехкратное включение каждого вентиля на периоде сети, а именно: первый раз — с отстающим относительно начала положительной полуволны сетевого напряжения на аноде вентиля углом управления 0 1 , второй раз — постоянно в момент начала отрицательной полуволны сетевого напряжения на аноде 2 = с одновременным запиранием работавших вентилей и третий раз — с опережающим углом управления — ПРОЧИТАТЬ НУЖНО ВСЕМ !
Судьба пионерских изобретений и научных разработок, которым нет и не будет аналогов на планете еще лет сорок, разве что у инопланетян

Независимый научно технический портал

Подборка патентов изобретений и технологий относящихся к ЭЛЕКТРОЭНЕРГЕТИКЕ:
Гелиоэнергетика — Солнечные электростанции, Солнечные батареи. Солнечные коллекторы;
Ветроэнергетика — Ветроэнергетические установки. Ветродвигатели;
Волновые электростанции. Гидроэлектростанции;
Термоэлектрические источники тока;
Химические источники тока;
Нетрадиционные устройства и способы получения, преобразования и передачи ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ;
Устройства и способы экономии и сохранения электроэнергии;
Генераторы постоянного электрического тока. Электрические машины.

Работа однофазных вентильных схем

1. Однополупериодная схема выпрямления

2. Двухполупериодные схемы выпрямления однофазного тока

3. Работа схемы рис.3 на активную нагрузку при углах управления

1. Однополупериодная схема выпрямления

Рассмотрим простейшую схему выпрямления тока.

Рис.1. Однополупериодная схема выпрямления (а) и кривые токов и напряжений (б)

В промежутке времени (0-01) к вентилю VD подводится положительное напряжение и через вентиль протекает ток прямого направления. Этот промежуток называется проводящим полупериодом, а ток — прямым током (рис.1).

В промежутке (01-02) разность потенциалов между анодом и катодом вентиля отрицательна, и через вентиль протекает незначительный ток . Промежуток (01-02) называется непроводящим полупериодом, а ток – обратным током.

Обозначим через сопротивление вентиля в проводящем полупериоде, а через – сопротивление вентиля в непроводящем полупериоде. В промежутке (0-01) напряжение вторичной обмотки трансформатора

— падение напряжения в вентиле;

— выпрямленное напряжение на зажимах приемника энергии.

В промежутке (01-02) напряжение вторичной обмотки трансформатора

где — обратное напряжение на вентиле.

Для большинства типов вентилей обратный ток и падение напряжения незначительны и ими пренебрегают, тогда в проводящем полупериоде

а в непроводящем полупериоде

В любой вентильной схеме выпрямленный ток имеет пульсирующий характер и наряду с постоянной составляющей содержит переменную составляющую . Переменная составляющая представляет сумму высших гармоник выпрямленного тока. Аналогично, выпрямленное напряжение содержит постоянную и переменную составляющие.

Для схемы рис.1 примем следующие обозначения:

– мгновенные значения напряжений и токов первичных и вторичных обмоток трансформатора.

Мгновенное значение фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора

где и – действующие значения напряжений первичной и вторичной обмоток трансформатора, и – действующие значения токов первичной и вторичной обмоток трансформатора.

Кривые выпрямленного тока и напряжения представляют собой полусинусоиды (рис.2), поэтому схема называется однополупериодной.

Рис.2. Кривые токов и напряжений в схеме рис.1

Мгновенное значение выпрямленного тока

В первом полупериоде

Замечание. При работе выпрямителя на нагрузку и в режиме непрерывного тока при работе на якорную цепь двигателя действительно предложенное выражение для средневыпрямленного напряжения: Средневыпрямленное напряжение преобразователя или постоянная составляющая выпрямленного напряжения – это отношение интеграла по кривой выпрямленного напряжения к периоду повторяемости.

Так как обычно напряжение сетевое задано, коэффициент трансформации

Постоянная составляющая выпрямленного, или анодного, тока

Амплитуда тока через вентиль

Амплитуда обратного напряжения

По полученным значениям

из каталога выбираем соответствующий вентиль с его эксплуатационными параметрами, заданными заводом-изготовителем (фирмой).

Сумма первичных и вторичных рабочих намагничивающих сил трансформатора в рассматриваемой схеме отличается от нуля, т.е. имеем магнитно-неуравновешенную систему. Постоянные намагничивающие силы создают постоянный магнитный поток, который может вызвать значительное насыщение магнитной системы, т.е. увеличение тока холостого хода, действующего значения первичного тока и, соответственно, расчетной мощности. Во избежание этого нежелательного явления магнитную систему трансформатора рассчитывают с учетом постоянной составляющей потока.

Увеличенная расчетная мощность трансформатора и наличие значительных высших гармоник в выпрямленном токе ограничивают широкое распространение рассматриваемой вентильной схемы [1,2,3,4].

2. Двухполупериодные схемы выпрямления однофазного тока

Вентильные схемы с нулевым выводом характеризуются тем, что токи во вторичных обмотках имеют одно направление и поэтому содержат постоянную и переменную составляющие. В зависимости от наличия броневой или стержневой магнитной системы для полной компенсации намагничивающих сил трансформатора обмотки следует располагать по-разному.

В дальнейшем будем рассматривать однофазную двухполупериодную однотактную схему, представленную на рис.3,а, при этом подразумевается, что в схемах рис.3,а и рис.3,б электромагнитные процессы протекают одинаково, т.е. обе схемы магнитно уравновешены.

Рис.3. Двухполупериодная однотактная вентильная схема: а – с броневой магнитной системой; б – со стержневой магнитной системой

Вторичная обмотка трансформатора имеет секции и с напряжениями и , сдвинутыми по фазе на 180 0 .

Для напряжений секций и трансформатора имеем

где – действующее значение напряжения одной секции вторичной обмотки трансформатора.

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения

Действующие значения напряжения через коэффициент схемы

Постоянная составляющая выпрямленного тока

а постоянная составляющая тока через один вентиль

Амплитуда тока вентиля

Когда вентиль 1 закрыт, на его катод с помощью токопроводящего вентиля 2 подается напряжение .

Поэтому обратное напряжение на вентиле

а его амплитуда

Мгновенное значение первичного тока

Так как ток меняется синусоидально, его действующее значение

Параметры трансформатора и вентилей несколько изменяются при работе выпрямителя на нагрузку , когда .

Действующее значение тока вторичной обмотки

Действующее значение напряжения вторичной обмотки

тогда мощность трансформатора

Амплитуда анодного тока вентиля .

Остальные параметры вентилей такие же, как и при .

Рис.4. Кривые токов и напряжений двухполупериодной однотактной вентильной схемы: – кривые токов и напряжений приведены на осях 2,3,4,5,6; — 7,8,9,10

3. Работа схемы рис.3 на активную нагрузку при углах управления

Пусть в момент времени , т.е. с задержкой на угол относительно перехода напряжения через нуль (точка естественного включения вентиля 1), на управляющий электрод вентиля подается управляющий импульс (рис.5). Тогда вентиль включится и в нагрузке начнет протекать ток под воздействием напряжения . Начиная с этого же момента, к вентилю будет приложено обратное напряжение , равное разности напряжений

двух вторичных полуобмоток.

Рис.5. Диаграммы токов и напряжений однофазного выпрямителя при активной нагрузке и угле

Вентиль будет находиться в проводящем состоянии до тех пор, пока ток, протекающий через него, не спадет до нуля. Так как нагрузка активная и форма тока, проходящего через нагрузку, повторяет форму напряжения , то вентиль включится в момент

Поскольку через половину периода полярность напряжения на вторичной обмотке изменяется на противоположную, то при подаче управляющего импульса на вентиль в момент

он включится. Затем указанные процессы повторяются в каждом периоде.

Угол , называемый углом управления или регулирования, отсчитывают относительно моментов естественного включения вентилей ( ), соответствующих моментам включения неуправляемых вентилей в схеме.

Из рис.5 видно, что с увеличением угла среднее значение выходного напряжения будет уменьшаться.

Аналитически эта зависимость будет выражаться следующей формулой:

Обозначив через найденное по выражению (9) среднее значение выпрямленного напряжения для неуправляемого выпрямителя ( ), получим средне выпрямленное напряжение для активной нагрузки:

Кривая 1 на рис.6 находится по выражению (19).

Среднее значение выпрямленного тока

В соответствии с (19) изменение угла от 0 до приводит к изменению среднего значения выходного напряжения от до нуля.

Зависимость среднего значения выходного напряжения от угла управления называется регулировочной характеристикой вентильного преобразователя.

Рис.6. Регулировочные характеристики однофазного двухполупериодного выпрямителя: 1 – при активной нагрузке; 2 – при активно-индуктивной нагрузке

Заштрихованная область на рис.6 соответствует семейству регулировочных характеристик при различных значениях отношения

Если накопленной в индуктивности энергии окажется достаточно, чтобы обеспечить протекание тока до очередной коммутации вентилей, то будет иметь место режим работы с непрерывным током . При

режим непрерывного тока будет существовать при любых углах в диапазоне от 0 до (кривая 2 на рис.6).

1. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М.Основы преобразовательной техники. – М.: Высш. шк., 1980. – 424 с.

2. Каганов И.Л. Промышленная электроника. – М.: Высш. шк., 1968. – 560 с.

3. Зиновьев Г.С. Основы преобразовательной техники. – Новосибирск: НЭТИ, 1981. – 115 с.

4. Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С. Характеристики полупроводниковых преобразователей/ Иван. гос. энерг. ун-т. – Иваново, 2000. – 72 с.

1. За счет чего изменяется величина тока через вентиль в однополупериодной схеме с и ?

2. Что такое регулировочная характеристика вентильного преобразователя?

3. Когда применять уравнения граничных кривых регулировочной характеристики?

4. Чем обусловлена разница в мощности трансформатора при активной и активно-индуктивной нагрузке?

5. Два выпрямителя, показанные на рис.1 и рис.3 имеют одно и то же среднее напряжение на выходе

Сопоставить токи нагрузки диодов и обратные напряжения, если известно, что

6. Для схемы рис.3 найти разницу между амплитудами (анодного) нагрузочного тока вентиля при активной и индуктивной нагрузке, если известно, что

7. Найти мощность трансформатора схемы рис.1 и рис.3, если известно, что

Работа однофазной мостовой схемы выпрямления

1. Неуправляемая схема выпрямления

2. Работа однофазной мостовой схемы с углом регулирования

3. Активно-индуктивная нагрузка с углом открытия больше нуля,

1. Неуправляемая схема выпрямления

Пусть имеем неуправляемую мостовую двухтактную схему рис.1.

Рис.1. Двухполупериодная мостовая схема

Как видно из рис.1 вентили включаются так, что в первом полупериоде ток протекает через вентили 1 и 3, а во втором полупериоде ток протекает через вентили 2 и 4.

Форма кривых выпрямленного, фазных и анодных токов зависит от индуктивного сопротивления . Кривые токов и напряжений при приведены на осях 2,3,4,5 и 6 рис.2.

Аналогично рассмотренной ранее однотактной схеме имеем

Амплитуда обратного напряжения

Ток вторичной обмотки трансформатора равен

Поэтому действующие значения токов обеих обмоток равны:

Мощность первичной и вторичной обмоток, а также типовая мощность трансформатора

Рис.2. Кривые токов и напряжений двухтактной схемы

Так как кривые анодных токов представляют полусинусоиды, они содержат постоянные составляющие, первые гармоники и гармоники с четными порядковыми номерами

Кривые токов при

приведены на осях 7, 8 и 9 рис.2.

Действующие значения токов первичной и вторичной обмоток при

Амплитуда анодного тока вентиля

2. Работа однофазной мостовой схемы с углом регулирования

Диаграммы токов и напряжений на элементах будут такими же, как и для однофазного двухполупериодного выпрямителя со средней точкой.

Отличие заключается только в том, что амлитуда обратного напряжения на вентиле в мостовом выпрямителе будет в 2 раза меньше, чем в двухполупериодном нулевом выпрямителе.

При активной нагрузке работа схемы будет характеризоваться следующими основными соотношениями:

Рис.3. Однофазный мостовой выпрямитель

При активной нагрузке работа схемы будет характеризоваться следующими основными соотношениями:

· среднее значение выпрямленного напряжения

· максимальное значение обратного напряжения на вентилях

· максимальное значение тока вентиля

· среднее значение тока вентиля

· действующие значения токов, проходящих через вентили и обмотки трансформатора

Однофазная мостовая схема, работающая с углом , имеет такие же формы токов и напряжений на ее элементах, как и в однофазном двухполупериодном выпрямителе со средней точкой.

Среднее значение выходного напряжения:

· при активной нагрузке (рис.2, кривая 1)

где – среднее значение выпрямленного напряжения на выходе схемы при угле ;

· при активно-индуктивной нагрузке, когда или имеет такое значение, что выпрямленный ток непрерывен (рис.2, кривая 2),

Максимальные значения напряжений на вентилях:

· при активной нагрузке

· при активно-индуктивной нагрузке

Максимальное значение токов вентилей при активной нагрузке

3. Активно-индуктивная нагрузка с углом открытия больше нуля,

Наличие в цепи нагрузки индуктивности существенно изменяет характер электромагнитных процессов в схеме. Так, после начала работы выпрямителя нарастание тока в нагрузке будет происходить постепенно и тем медленнее, чем больше постоянная времени .

При наличии индуктивности выпрямленный ток становится более сглаженным и не успевает доходить до нуля в моменты, когда выпрямленное напряжение становится равным нулю.

При увеличении индуктивности или частоты переменной составляющей выпрямленного напряжения пульсации выпрямленного тока уменьшаются, а при значениях , равных 5-10 и более, расчетные соотношения в схеме будут незначительно отличатся от случая, когда или ( ). В этом случае можно считать, что вся переменная составляющая выпрямленного напряжения выделяется на индуктивности , а постоянная – на сопротивлении .

Несмотря на то, что управляющие импульсы поступают на вентили с задержкой на угол относительно моментов их естественного включения ( ), длительность протекания тока через каждый вентиль остается равной половине периода напряжения питающей сети.

При ток в цепи нагрузки идеально сглажен, а токи вентилей имеют прямоугольную форму, но в отличие от схемы, работающей с углом , прямоугольники токов будут сдвинуты относительно выпрямленного напряжения на угол . Сдвиг тока относительно напряжения на угол приводит к появлению в выпрямленном напряжении отрицательных участков, что вызывает снижение его среднего значения (рис.4).

Учитывая, что форма выпрямленного напряжения повторяется в интервале углов от до , среднее значение выпрямленного напряжения можно найти по формуле

Согласно (1) среднее значение выпрямленного напряжения становится равным нулю при . В этом случае в выпрямленном напряжении площади положительного и отрицательного участков равны между собой и постоянная составляющая отсутствует [1, 2].

Регулировочная характеристика для активно-индуктивной нагрузки показана на рис.5 кривая 2.

Рис.4. Диаграммы токов и напряжений двухполупериодного выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке и ( )

Рис.5. Регулировочные характеристики однофазного двухполупериодного выпрямителя: 1 – при активной нагрузке; 2 – при активно-индуктивной нагрузке

Если величина невелика и такова, что энергии, запасенной в индуктивности на интервале, когда , оказывается недостаточно для обеспечения протекания тока в течение половины периода, то вентиль, проводящий этот ток, выключится раньше, чем будет подан отпирающий импульс на другой вентиль, т.е. раньше момента, определяемого углом . Такой режим работы схемы при активно-индуктивной нагрузке называется режимом с прерывистым выпрямленным током (рис.6).

Рис.6. Диаграммы токов и напряжений двухполупериодного выпрямителя при режиме прерывистых токов

При одинаковых значениях угла ? среднее значение выпрямленного напряжения в режиме с прерывистым током будет больше, чем в режиме с непрерывным током, благодаря уменьшению отрицательного участка в кривой выпрямленного напряжения, но меньше, чем при работе выпрямителя на активную нагрузку.

Поэтому в режимах с прерывистым током регулировочные характеристики будут находиться между кривыми 1 и 2 в заштрихованной области, указанной на рис.5.

Режим работы схемы, когда ток в вентилях спадает до нуля точно в момент включения очередного вентиля, называется граничным.

Очевидно, что чем больше угол ?, тем больше должна быть индуктивность , чтобы обеспечить режим работы схемы с непрерывным током . Индуктивность, обеспечивающая при заданных параметрах–схемы граничный режим работы, называют критической.

При прерывистом токе и постоянной нагрузке трансформатор, вентили, коллектор работают в более тяжелом режиме, так как при одном и том же значении выпрямленного тока действующее значение токов в элементах схемы увеличивается. Поэтому в мощных выпрямителях, работающих с широким диапазоном изменения угла , индуктивность обычно выбирают из условия обеспечения непрерывности выпрямленного тока.

Граница перехода к непрерывному выпрямленному току зависит от соотношения

режим непрерывен, а при

ток имеет прерывистый характер.

В режиме непрерывного тока постоянная составляющая выпрямленного напряжения

Ток вентиля в прерывистом режиме

Из последнего выражения видно, что когда , ток , т.е. на границе перехода от прерывистого к непрерывному режиму угол [1, 2].

Обозначив угол протекания тока через вентиль равным и подставляя в выражение

дающее зависимость между углами и .

Постоянная составляющая выпрямленного напряжения

Постоянная составляющая выпрямленного тока в обоих случаях

1. Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С. Характеристики полупроводниковых преобразователей/ Иван. гос. энерг. ун-т. – Иваново, 2000. – 72 с.

2. Архангельский Н.Л., Курнышев Б.С., Литвинский А.Н. Характеристики и защита полупроводниковых преобразователей/ – Иван. гос. энерг. ун-т. – Иваново, 2000. – 96 с.

1. Что такое зона прерывистых токов и от параметров схемы она зависит?

2. Что нужно сделать в схеме, чтобы уменьшить зону прерывистых токов?

3. Каким выражением описывается зона прерывистых токов и чем отличается от зоны непрерывных токов?

4. Где может располагаться регулировочная характеристика с конечными значениями и ?

5. Найти точку «С» регулировочной характеристики с углом нагрузки соответствующую максимальномк углу управления .

6. Тоже, что и задание 5, но при .

7. Найти ЭДС преобразователя при нагрузке с и , .

8. Найти действующее напряжение на вторичной обмотке вентильного трансформатора, если .

Выпрямители с активно-индуктивной нагрузкой

1. Процессы в схемах с углом

2. Двухполупериодная мостовая вентильная схема с противо-ЭДС

1. Процессы в схемах с углом

В однофазной мостовой схеме расчетная мощность трансформатора имеет те же параметры, что и мощность в однофазной двухполупериодной со средней точкой

На рис.1 изображено синусоидальное напряжение источника и напряжение на нагрузке для случая отпирания управляемых вентилей в момент .

Примем индуктивность настолько большой, что ток нагрузки до момента отпирания следующей пары вентилей не успевает пройти через нуль. Когда ток через нуль не проходит, он нарастает от интервала к интервалу и устанавливается в течение ряда периодов.

Рис.1. Кривые напряжений

Управляемые вентили в выпрямителе действуют как периодические ключи, которые от полупериода к полупериоду переключают напряжение источника. С учетом их действия напряжение на нагрузке в течение n-го полупериода будет равно [1, 2]

Произвольный момент времени может быть определен по соотношению

где величина t1 изменяется от нуля до .

Очевидно также, что

Из сопоставления выражений (2) и (3) вытекает соотношение

Нетрудно видеть, что для любого целого числа n выполняется условие

Дифференциальное уравнение (4) позволяет найти ток нагрузки внутри любого интервала.

Добавить комментарий