Ограничения, накладываемые на частотный коэффициент передачи


СОДЕРЖАНИЕ:

Ограничения, накладываемые на частотный коэффициент передачи

В § 6.9 было показано, что при гармонической модуляции амплитуды передача колебания через контур, точно настроенный на несущую частоту, не сопровождается изменением формы огибающей, имеет место лишь ослабление глубины модуляции.

При частотной модуляции неравномерность амплитудно-частотной и кривизна фазочастотной характеристик оказывают более сложное влияние на параметры выходного колебания. Даже при гармонической модуляции частоты спектр колебания обычно содержит очень большое число пар боковых частот. Нарушение нормальных амплитудных и фазовых соотношений между отдельными парами боковых частот приводит к искажению закона модуляции даже при полной симметрии характеристик цепи относительно несущей частоты колебания.

При ЧМ влияние цепи может сказаться:

— в искажении закона изменения мгновенной частоты и мгновенной фазы колебания;

— в изменении амплитуды полезного частотного отклонения в зависимости от частоты модуляции Ω;

— в возникновении паразитной амплитудной модуляции.

При детектировании колебаний с помощью частотного детектора напряжение на выходе приемника пропорционально изменению мгновенной частоты колебания. Поэтому искажение закона изменения мгновенной частоты в колебательных контурах передатчика и приемника приводит к нелинейным искажениям сигнала, проявляющимся на выходе детектора в виде добавочных напряжений с частотами, кратными основной частоте модуляции Ω.

Второе из отмеченных выше изменений параметров частотно-модулированного колебания приводит к неравномерности частотной характеристики радиолинии с ЧМ и, следовательно, к частотным (линейным) искажениям сигнала.

Рассмотрим воздействие э. д. с., частота которой изменяется по закону

на резонансную колебательную цепь. Амплитуду э. д. с. считаем строго постоянной, так что э. д. с. можно представить выражением [см. (3.23)]

Комплексный коэффициент передачи цепи обозначим через

Примерный вид модуля К(ω) и фазы φ(ω) для обычной резонансной цепи изображен на рис. 6.28, а. Так как перед φ(ω) выбран знак плюс, то фазовая характеристика φ(ω) имеет отрицательный наклон в полосе прозрачности цепи * . Частотный спектр и график изменения мгновенной частоты ω(t) входной э. д. с. показаны на рис. 6.28, б и в. Колебательные цепи обычно настраиваются на среднюю частоту модулированного колебания, поэтому рис. 6.28 и дальнейшее рассмотрение относятся к случаю ωр = ω.

* ( Не зависящий от частоты фазовый сдвиг, например на 90°, как в схеме на рис. 6.27, здесь не учитывается.)

Рис. 6.28. Передаточная функция цепи (а), спектр ЧМ колебания (б) и график мгновенной частоты (в) этого колебания

Для нахождения колебания на выходе цепи в принципе можно воспользоваться тем же методом, что и в случае амплитудной модуляции (см. § 6.9). При этом необходимо учесть изменение амплитуд и фаз для каждой из пар боковых частот э. д. с. в соответствии с кривыми К(ω) и φ(ω). Однако подобный вполне точный метод пригоден лишь при очень малых индексах модуляции, т. е. если состав спектра ЧМ колебания мало отличается от состава спектра АМ колебания. В практике, между тем, чаще всего приходится встречаться с модуляцией, характеризующейся столь большим числом спектральных составляющих в используемой полосе частот, что применение спектрального метода сопряжено с большими, иногда непреодолимыми трудностями вычисления. В таких случаях приходится прибегать к приближенным методам, позволяющим, хотя и не вполне точно, находить колебание на выходе цепи по заданному закону изменения мгновенной частоты э. д. с. и по заданным частотно-фазовым характеристикам цепи без разложения э. д. с. в спектр.

Эти методы, называемые методами мгновенной частоты, основаны на допущении о медленности изменения частоты. Частота модуляции считается настолько малой, что амплитуду и фазу колебания на выходе цепи в каждый момент времени можно без большой погрешности определить по частотной и фазовой характеристикам цепи так же, как и в стационарном режиме. Таким образом, принимается, что установление стационарных колебаний на выходе происходит почти одновременное изменением частоты на входе цепи.

Эти предпосылки тем ближе к истине, чем больше период модуляции 2π/Ω и чем меньше постоянная времени цепи τ. Так как последняя обратно пропорциональна полосе пропускания цепи 2Δω, то одним из условий применимости метода мгновенной частоты является неравенство Ω/Δω 2 1 под знаком радикала отброшено как величина высшего порядка малости по сравнению с ω 2 д.

Сопоставление выражений (6.93) и (6.97) позволяет сделать вывод, что влияние цепи на выходное колебание заключается в запаздывании фазы сообщения на угол γ, определяемый выражением

и в возникновении нечетных гармоник в законе изменения мгновенной частоты. Как отмечалось выше, наибольшее значение обычно имеет последнее обстоятельство.

Поясним применение метода мгновенной частоты на примере одиночного колебательного контура.

Подразумевая под К(iω) отношение комплексной амплитуды напряжения на конденсаторе к амплитуде э. д. с., включенной последовательно в контур, получаем

и пренебрегая изменением ω в числителе, так как величина ωд обычно мала по сравнению с ω, можем написать

Ограничения, накладываемые на частотный коэффициент передачи

1.5 Определение внешних частотных характеристик

четырехполюсников через A параметры

Частотные характеристики четырехполюсника определены выражениями (1.11) — (1.17) в самой общей форме. Однако если взять за основу уравнения четырехполюсника (1.20) и добавить к ним соотношение, связывающее ток и напряжение в нагрузке: , то эти характеристики записываются через А — параметры:

1. Входное сопротивление со стороны первичных зажимов:

2. Входная проводимость со стороны первичных зажимов:

3. Коэффициент передачи по напряжению:

В частном случае, когда Zн = , т.е. имеет место режим холостого хода, получим

4. Коэффициент передачи по току:

В частном случае, когда Zн = 0, т.е. имеет место режим короткого замыкания в нагрузке, получим

5. Передаточное сопротивление:

6. Передаточная проводимость:

Пример 1.11. Найти коэффициент передачи по напряжению для цепи, представленной на рис. 1.16а.

Четырехполюсник представляет собой «продольное» звено (рис. 1.16(б)) с эквивалентным сопротивлением:

Используя результат ранее рассмотренного примера 1.7, получим набор А- параметров

Рис.1.16. Схема продольного реактивного звена, нагруженного на резистивное сопротивление: а)исходная цепь; б)комплексная схема

Тогда по формуле (1.27) с учетом равенства Z н = r найдем коэффициент передачи по напряжению

Запишем полученное выражение в показательной форме, выделяя АЧХ и ФЧХ искомой частотной характеристики

В цепях при наличии полного набора элементов r, L, C целесообразно также ввести в рассмотрение относительную частоту, определив ее в долях резонансной частоты колебательного контура. Для данного примера имеем:

— резонансная частота колебательного контура;

— относительная частота (обобщенная переменная);

— добротность колебательного контура.

С учетом введенных обозначений выражения (1.31) и (1.32) принимают вид:

Пример1.12. Найти А — параметры цепочечной схемы RC фильтра нижних частот (рис. 1.17а). По найденным параметрам определить коэффициенты передачи , , , , , .

Рис. 1.17. Схема RC фильтра нижних частот:а)исходная цепь;

Решение задачи начинаем с изображения комплексной расчетной схемы замещения расчетной цепи (рис. 1.17б), где ; . Исследуемую цепь можно представить в виде каскадного соединения двух одинаковых четырехполюсников, рассмотренных в примере 1.10.

На основании (1.24) найдем А — параметры исследуемой схемы, перемножив две одинаковые матрицы.

Для определения коэффициентов передачи воспользуемся полученными ранее выражениями (1.25) — (1.30), и после подстановки в них комплексных параметров ; ; Z н = r , а также с учетом относительной переменной Ω= ω Cr , найдем:

1. Входное сопротивление четырехполюсника:

2. Входную проводимость:

3. Коэффициент передачи по напряжению:

4. Коэффициент передачи по току:

5. Передаточное сопротивление:

6. Передаточную проводимость:

Каждое из полученных выражений следует записать в показательной форме, чтобы выделить АЧХ и ФЧХ. Например, для коэффициента будем иметь

На рис. 1.18а,б показано поведение АЧХ и ФЧХ функции .

Рис. 1.18. Частотные зависимости коэффициента передачи напряжения К u

RC фильтра: а)АЧХ; б)ФЧХ

Анализ показывает, что RC фильтр нижних частот обеспечивает плавное уменьшение амплитуд гармонических сигналов с ростом частоты. При этом даже для очень низких частот, близких к нулю, имеет место трехкратное уменьшение сигнала на выходе. Фазовая характеристика указывает на увеличение модуля угла сдвига фаз с ростом частоты. Для частот Ω > 1.73 этот угол превосходит по величине 90˚.

Изучение материала первого раздела пособия рекомендуется завершить решением задач приложения 1. Вариант указывается преподавателем или выбирается самостоятельно.

Расчёт настроек дискретного ПИ. — регулятора методом ограничения на частотный показатель колебательности

Метод ограничения на частотный показатель колебательности.

Частотный показатель колебательности М определяется как отношение максимального значения амплитудно-частотной характеристики замкнутой системы (при резонансной частоте) к её значению при щ=0:

— АФЧХ разомкнутой системы,

— АФЧХ замкнутой системы.

Каждому значению частотного показателя колебательности соответствует определённый запас устойчивости по амплитуде и по фазе из — за удалённости от точки (-1; j0).

Если система астатическая (есть интегрирующие звенья), то линии равных значений показателя колебательности представляют собой окружности с центром О (-) и радиусом R = .

Т.к. частотный показатель колебательности не должен превышать допустимого значения, то АФЧХ разомкнутой системы не должна заходить в область, ограниченную окружностью, построенной для Мдоп., а только касаться её. Если АФЧХ не касается окружности, то значение М

Ограничения, накладываемые на частотный коэффициент передачи

коэффициент передачи — Отношение комплексной амплитуды сигнала на выходе системы (усилителя, фильтра и т.п) к комплексной амплитуде сигнала на ее входе. Часто используют модуль коэффициента передачи, являющийся действительной величиной. [Система неразрушающего контроля … Справочник технического переводчика

коэффициент передачи — perdavimo koeficientas statusas T sritis automatika atitikmenys: angl. transfer coefficient; transfer gain; transmission gain vok. Übertragungskoeffizient, m; Übertragungsmaß, n rus. коэффициент передачи, m pranc. coefficient de transfert, m;… … Automatikos terminų žodynas

коэффициент передачи — perdavimo faktorius statusas T sritis Standartizacija ir metrologija apibrėžtis Dydis, lygus elektrinės grandinės išėjimo ir įėjimo signalų įtampų, srovių arba galių dalmeniui. atitikmenys: angl. transfer coefficient; transfer factor;… … Penkiakalbis aiškinamasis metrologijos terminų žodynas

коэффициент передачи — perdavimo faktorius statusas T sritis fizika atitikmenys: angl. transfer factor; transfer ratio vok. Übertragungsfaktor, m; Übertragungsverhältnis, n rus. коэффициент передачи, m pranc. facteur de transmission, m; rapport de transfert, m … Fizikos terminų žodynas

коэффициент передачи при виброизоляции — коэффициент передачи Ндп коэффициент амортизации Отношение амплитуды виброперемещения (виброскорости, виброускорения защищаемого объекта или действующей на него силы) к амплитуде той же величины источника возбуждения при гармонической вибрации.… … Справочник технического переводчика

коэффициент передачи между оптическими полюсами — коэффициент передачи между полюсами Отношение мощности оптического излучения на одном из оптических полюсов компонента ВОСП к мощности оптического излучения на другом из его оптических полюсов, выраженное в децибелах. [ГОСТ 26599 85] Тематики… … Справочник технического переводчика

коэффициент передачи интегральной микросхемы — коэффициент передачи Отношение абсолютного значения изменения выходного напряжения усилителя рассогласования интегральной микросхемы к абсолютному изменению входного напряжения. Обозначение KUP [ГОСТ 19480 89] Тематики микросхемы Синонимы… … Справочник технического переводчика

коэффициент передачи модуля СВЧ — коэффициент передачи Кпер Отношение мощности на выходе модуля СВЧ к мощности на его входе при согласовании входа и выхода по заданному коэффициенту стоячей волны. [ГОСТ 23221 78] Тематики компоненты техники связи Обобщающие термины модули СВЧ,… … Справочник технического переводчика

коэффициент передачи мощности преобразовательного прибора СВЧ — коэффициент передачи мощности Кпер Отношение мощности преобразованного сигнала прибора СВЧ к мощности входного сигнала. [ГОСТ 23769 79] Тематики приборы и устройства защитные СВЧ Синонимы коэффициент передачи мощности … Справочник технического переводчика

коэффициент передачи по напряжению интегральной микросхемы — коэффициент передачи по напряжению Отношение напряжения на выходе интегральной микросхемы к заданному значению коммутируемого напряжения при включенном канале. Обозначение Кп KU [ГОСТ 19480 89] Тематики микросхемы Синонимы коэффициент передачи по … Справочник технического переводчика


Термин: Коэффициент передачи

Коэффициент передачи – этот термин широко применяется для описания характеристик датчиков и преобразователей. Если ∆X – это изменение входной физической величины (c размерностью [X]), а ∆Y и [Y] – это соответствующее измерение и размерность выходной физической величины преобразователя в рабочем режиме, то отношение ∆Y / ∆X называют коэффициентом передачи преобразователя (с размерностью [Y] / [X]). Например, преобразователь заряд-напряжение имеет коэффициент передачи с размерностью В / Кл (Вольт / Кулон).

Если же на входе и выходе преобразователя находится одна и та же физическая величина и |∆Y/∆X| > 1, то такой преобразователь называют усилителем, если 0

Использование термина

Термин широко используется при описании метрологических характеристик различных преобразователей, усилителей, например, перечисленных ниже производства OOO «Л Кард».

Универсальный предусилитель милливольтовых сигналов

Универсальный предусилитель милливольтовых сигналов LP-04-M

LP-04-M

Дифференциальный приём напряжения.
Ограничение полосы частот сигнала.
Минимизация остаточного выходного смещения нуля усилителя.
Защита входа усилителя от разряда гидрофона.

Усилитель пьезокерамического гидрофона

LP-05

4 независимых канала.
Запоминание настроек в энергонезависимой памяти.
Интерфейс управления — RS-485.
Программно управляемая функция контроля обрыва или короткого замыкания входных линий.
Программно устанавливаемая полоса пропускания.

Лекции — Устройства приема и обработки сигналов — файл Радиоприемные устройства.doc

Доступные файлы (1):

Радиоприемные устройства.doc 14101kb. 18.06.2004 23:10 скачать

содержание

    Смотрите также:
  • по приему и обработке сигналов[ лекция ]
  • Цифровая обработка сигналов и изображений[ лекция ]
  • Шпаргалки — Ответы на 50 вопросов экзамена по ТЭС[ шпаргалка ]
  • Сигналы и их характеристики. Классификация сигналов Нестандартные периферийные устройства ЭВМ Компьютерный видеоанализ[ лабораторная работа ]
  • 1-3[ лекция ]
  • ЦОС: теория обработки и схемотехника[ лекция ]
  • Разработка структурной схемы системы связи, предназначенной для передачи данных и передачи аналоговых сигналов методом ИКМ для вида модуляции ДАМ и способа приема с[ документ ]
  • Разработка структурной схемы системы связи, предназначенной для передачи данных и передачи аналоговых сигналов методом ИКМ для вида модуляции ДЧМ и способа приема с[ документ ]
  • Проектирование ДЧМ КГ приемника[ документ ]
  • и курсовая работа — Методы и системы обработки сигналов[ лекция ]
  • Сигналы и линейные системы[ лекция ]
  • Формирование и передача сигналов[ лекция ]

Радиоприемные устройства.doc

Поведение АПЧ при замираниях сигнала

Если сигнал на входе приёмника испытывает большое ослабление, то меняется и характеристика частотного дискриминатора.

Было (неослабленный сигнал)

Изменение характеристики дискриминатора приведёт к уменьшению полосы удержания системы и если в это время отклонение частоты гетеродина превысит новое значение полосы удержания, то система АПЧ перейдёт в выключенное состояние, настройка приёмника скачком измениться.

При восстановлении нормального сигнала настройка может и не восстановиться если расстройка гетеродина превышает полосу захвата системы при нормальном состоянии. Чтобы восстановить настройку приёмника применяют специальные генераторы поиска потерянной настройки, при этом частота гетеродина принудительно меняется в заданных пределах до тех пор пока не будет восстановлена настройка приёмника.
^ 18.Система автоматической регулировки усиления. Назначение. Принципы построения.

Сигнал на входе приёмника может изменяться в очень больших пределах.

Причины: — замирания сигнала;

— перемещение передатчика и приёмника.

На выходе линейного тракта (Л.Т.) необходимо поддерживать уровень сигнала достаточно стабильным, чтобы обеспечить нормальную работу нелинейного устройства – демодулятора.

Одним из средств (методов) является регулировка коэффициента усиления линейного тракта в зависимости от уровня сигнала.

^ Общий принцип построения систем АРУ: в какой либо точке линейного тракта производится оценка уровня сигнала. На основе этой оценки формируется управляющее воздействие для функциональных узлов линейного тракта. Коэффициент передачи этих узлов меняется.

Существует два принципа построения АРУ: — прямая АРУ

Р ассмотрим структуру прямой АРУ:
Отличительные признаки прямой АРУ: точка линейного тракта в которой оценивается уровень линейного сигнала, расположена ближе ко входу приёмника, чем точка приложения управляющего воздействия.

Рассмотрим структуру обратной АРУ:
Отличительный признак: точка в которой оценивается уровень сигнала находится дальше от входа линейного тракта, чем точка приложения управляющего воздействия.
^ Обобщенная структурная схема обратной АРУ.

Если на входе приёмника присутствует слабый сигнал, то и напряжение на выходе линейного тракта невелико. Напряжение задержки срабатывания АРУ запирает амплитудный детектор и на выходе детектора напряжение равно нулю.

Управляющее воздействие в виде напряжения которое поступает на входы каскадов и преселектора УПЧ равно нулю и коэффициент передачи линейного тракта максимален. Приёмник имеет высокую чувствительность. При повышении уровня входного сигнала повышается и уровень выходного сигнала. Как только напряжение на выходе достигнет заданного уровня, при котором обеспечивается нормальная работа демодулятора, амплитудный детектор открывается, на его выходе формируется напряжение пропорциональное уровню сигнала. После фильтрации и усиления в УПТ управляющее воздействие поступает на входы каскадов линейного тракта, в них происходит уменьшение коэффициента передачи.

Каждый электрик должен знать:  Как подключить сварочный аппарат чтобы свет не мигал

Чем больше уровень входного сигнала, тем больше и уровень выходного сигнала и тем больше управляющее воздействие => тем меньше коэффициент усиления линейного тракта.

Необходимо отметить, что выходное напряжение линейного тракта меняется, однако в значительно меньшей степени чем входное.
^ 19.Амплитудная характеристика системы автоматической регулировки усиления. Параметры системы автоматической регулировки усиления.
Обобщенная структурная схема обратной АРУ.

Если на входе приёмника присутствует слабый сигнал, то и напряжение на выходе линейного тракта невелико. Напряжение задержки срабатывания АРУ запирает амплитудный детектор и на выходе детектора напряжение равно нулю.

Управляющее воздействие в виде напряжения которое поступает на входы каскадов и преселектора УПЧ равно нулю и коэффициент передачи линейного тракта максимален. Приёмник имеет высокую чувствительность. При повышении уровня входного сигнала повышается и уровень выходного сигнала. Как только напряжение на выходе достигнет заданного уровня, при котором обеспечивается нормальная работа демодулятора, амплитудный детектор открывается, на его выходе формируется напряжение пропорциональное уровню сигнала. После фильтрации и усиления в УПТ управляющее воздействие поступает на входы каскадов линейного тракта, в них происходит уменьшение коэффициента передачи.

Чем больше уровень входного сигнала, тем больше и уровень выходного сигнала и тем больше управляющее воздействие => тем меньше коэффициент усиления линейного тракта.

Необходимо отметить, что выходное напряжение линейного тракта меняется, однако в значительно меньшей степени чем входное.

^ Рассмотрим амплитудную характеристик� � линейного тракта охваченной системой АРУ (автоматической регулировки усиления).

С целью снижения стоимости приёмника иногда используют АРУ без напряжения задержки срабатывания системы, что соответствует напряжению задержки равному нулю => снижается чувствительность приёмника.

Иногда, с целью снижения стоимости приёмника исключают УПТ из петли приёмника (не усиленное АРУ), при этом увеличивается динамический диапазон выходного напряжения.

^ Система АРУ характеризуется: — динамическим диапазоном входного напряжения (αВХ); И динамическим диапазоном выходного напряжения (αВЫХ).

Чем больше αВХ и меньше αВЫХ, тем в больших пределах должен меняться коэффициент усиления линейного тракта.

Введём понятие динамического диапазона (по коэффициенту усиления)

,где К – коэффициент усиления.

Если величина G очень велика, то эту величину не удаётся реализовать на одном управляющем каскаде линейного тракта. В этом случае приходиться использовать несколько управляющих каскадов.

,где Gi – динамический диапазон по коэффициенту передачи i – того регулируемого каскада.

Регулировка коэффициента передачи отдельного каскада линейного тракта сопровождается изменением многих характеристик каскада. В частности изменяются: коэффициент нелинейных искажений; входное и выходное сопротивления каскада => нарушается согласование каскада с соседними устройствами. Поэтому регулировку коэффициента передачи каскада ограничивают, ориентируясь на допустимую степень ухудшения характеристик каскада.

Чтобы реализовать требуемую величину динамического диапазона используется несколько регулирующих каскадов. Регулировку коэффициента передачи стараются осуществить ближе ко входу приёмника, т.к. в этом случае уровни сигнала и помех и уровни нелинейных искажений также невелики.

Стараются не затрагивать смеситель регулировкой усиления, т.к. при этом может в значительной степени упасть избирательность по побочным каналам приёма.
^ 20.Коэффициент передачи одноконтурной входной цепи.

Про входные цепи (В.Ц.): одноконтурная В.Ц. является простейшей, однако в данном случае все вопросы согласования полосового фильтра В.Ц. с источником сигнала и с нагрузкой решается также как и в случае с более сложным полосовым фильтром.

1) автотрансформаторная связь (неполное включение индуктивности)

— коэффициент включения в контур внешней цепи.

Достоинство: частотная независимость характеристик связи

Недостаток: эта связь нерегулируемая

2) трансформаторная связь

В теории К СВ ≤ 1 На практике КСВ ≤ 0,5 – 0,6

КСВ – характеризует конструктивное исполнение трансформаторной связи.

Достоинство: регулировка коэффициента включения

Недостаток: частотная зависимость характеристик внешней цепи. Внешняя цепь своему выходному сопротивлению подключает еще и индуктивность LСВ и сопротивление потерь.

Передача сигнала от контура к внешней цепи определяется внутренним сопротивлением источника сигнала (или сопротивлением нагрузки) и индуктивностью катушки связи.

3) внешне емкостная связь – необходима для ослабления влияния реактивности на настройку контура. Подключение контура через малую ёмкость. Она обеспечивает снижение влияния реактивности антенны на настройку контура.

Достоинство: низкая стоимость

Недостаток: частотная зависимость

4) внутри емкостная связь

В данном случае внешняя цепь подключена к контуру через внутри емкостную связь.


Достоинство: реализуется проще чем автотрансформаторная связь

Недостаток: частотная зависимость коэффициента передачи.

5) комбинированная связь

Достоинство: более стабильный коэффициент передачи при перестройке входной цепи в диапазоне частот.

Недостаток: сложность настройки
^ Коэффициент передачи входной цепи
Рассмотрим коэффициент передачи входной цепи, когда источник сигнала и нагрузка имеют автотрансформаторную связь с контуром. Полученные результаты потом распространим на все остальные варианты связи.

G K – собственная проводимость контура

Заменим неполное включение внешних цепей некоторым эквивалентом цепей.

Y = G + jB Суммируем отдельно активные компоненты комплексных проводимостей получая в итоге эквивалентную активную проводимость контура и отдельную реактивность. Результат суммирования учитываем путём изменения параметров контура СК и LK.

Найдём напряжение на контуре:

Преобразуем YЭК чтобы выявить её зависимость от обобщённой расстройки контура.

YЭК = GЭК [1+ ] учтём, что , где ω – резонансная частота контура

YЭК = GЭК [1+ ] учтём, что =QЭК–эквивалентная добротность контура

Резонансное значение коэффициента передачи: К0 ВЦ =

Используя выражения m1 и m2, а так же Z1 для конкретной схемы включения контура можно из данного выражения коэффициента передачи получить коэффициент передачи для любой из схем подключения контура во входную цепь.

Для обеспечения максимальной чувствительности приёмника необходимо обеспечить максимум коэффициента передачи входной цепи. Рассмотрим возможность получения максимума при изменении коэффициентов включения m1 и m2. Необходимо найти оптимальное значение m1 и m2, при котором достигается максимум коэффициента передачи. Чтобы при оптимизации учесть изменение фильтрующей способности контура необходимо при поиске оптимальных значений m1 и m2 наложить ограничения на допустимую степень снижения добротности контура.

D = , где QК – собственная добротность контура QЭК — добротность контура с подключенными цепями.

Найдём максимум функции y:

Определим значения коэффициента передачи при оптимальных значениях коэффициента включения: К0 ВЦ =

Рассмотрим случай когда сопротивление антенны является чисто активным и отсутствует элемент связи между антенной и полосовым фильтром

Если собственные потери в контуре отсутствуют, то имеет место верхняя граница коэффициента передачи входной цепи. Выше данного значения получить коэффициент передачи нельзя.

^ 21.Режимы максимального усиления и согласования для входной цепи.
Если коэффициенты включения m1 и m2 выбраны в соответствии с приведенными формулами, то говорят что входная цепь работает в режиме максимума усиления с ограничением на полосу пропускания. Реализация такого режима, к сожалению, не гарантирует условия согласования между антенно — фидерным устройством и входной цепью. Поэтому в случае длинного фидера возможно появление переотражния в длинной линии, что приводит к искажению сигнала на выходе приёмника (в частности при ТВ приёме это проявляется в виде многоконтурных искажений). Чтобы устранить данные искажения реализуют режим согласования с ограничением на полосу пропускания. Коэффициенты включения m1 и m2 выбирают так, чтобы выполнялось условие согласования и при этом выполнялось ограничение на допустимое расширение полосы пропускания фильтра.

Вносимая проводимость в контур со стороны источника сигнала равняется сумме собственной проводимости контура и проводимости вносимой в контур со стороны нагрузку.

Считаем что сопротивление антенны чисто активное и элемент связи отсутствует.

Сравним полученные выражения с выражениями для режима с максимальным усилением если ^ D >>1 ,что часто реализуется на практике, то значение m 1 и m2 в обоих режимах фактически совпадают => можно утверждать что при данном условии реализация режима максимального усиления автоматически реализует условие согласования.

^ 22. Способы настройки входной цепи. Особенности электронной настройки.
Входная цепь может перестраиваться как индуктивностью так и емкостью, однако при изменении резонансной частоты контура одновременно меняется и добротность контура, что приводит к зависимости фильтрующих свойств контура от частоты настройки.

Рассмотрим изменение добротности контура при его индуктивной настройке:

С изменением частоты меняются потери в контуре, в общем случае они увеличиваются с увеличением ω.

, где k – коэффициент пропорциональности.

С увеличением частоты настройки контура резко снижаются фильтрующая способность контура.

В рамках принятых попущений добротность Кантура не меняется при изменении частоты настройки, фильтрующая способность контура с увеличением частоты настройки снижается, но не так сильно как в предыдущем случае.

Как правило перестройка контура осуществляется путем изменения емкости контура.

Изменение емкости осуществляется с помощью переменных емкостей или варикапов. Они характеризуются коэффициентом перекрытия по емкости:

Установим связь между коэффициентом перекрытия по емкости и коэффициентом перекрытия по частоте соответствующего контура:

И конденсаторы переменной емкости, и варикапы имеют ограниченный коэффициент перекрытия по емкости и, следовательно, по частоте. Если требуется коэффициент перекрытия по частоте больше, чем обеспечивает конденсатор, то осуществляют разбивку рабочего диапазона на поддиапазоны, она осуществляется либо путем переключения индуктивностей контура, либо путем переключения самих контуров.

Особенности электронной перестройки контура: Использование варикапов позволяет

повысить скорость перестройки, использовать программные методы перестройки частоты, снизить габариты входных цепей, повысить их надежность, упростить реализацию систем перестройки частоты.
^ 23. Зависимость резонансного коэффициента передачи входной цепи от частоты настройки (индуктивная связь с антенной).
При изменении рабочей частоты вх. цепи меняется в общем случае сопротивление антенны, а также комплексное сопротивление элементов связи полосового фильтра с внешними устройствами, кроме того, имеется зависимость эквивалентной добротности контура от частоты настройки, это обуславливает нежелательную зависимость резонансного коэффициента от частоты.

Указанные факторы обуславливают не желательную зависимость резонансного коэффициента передачи вх. цепи от частоты настройки контура.

Изменение коэффициента передачи входной цепи в частотном поддиапазоне характеризуется неравномерностью коэффициента передачи.

Проанализируем зависимость коэффициента передачи от частоты настройки в случае использования трансформаторной связи контура с антенной.

Считаем что антенна является ненастроенной. В этом случае комплексное сопротивление источника сигнала для контура определяется следующей эквивалентной схемой.

Т.к. уровень сигнала на выходе вх. цепи определяется модулем коэффициента передачи, то при дальнейшем рассуждении будем рассматривать | Z 10 |

О бозначим — резонансная частота последовательного колебательного контура, который характеризует внутреннее сопротивление источника сигнала.

С целью дальнейшего упрощения анализа считаем, что реактивные составляющие намного больше сопротивления потерь R .

С помощью катушки L св мы можем менять индуктивность L 1 , а следовательно величину  А . Если у нас имеется некоторый заданный частотный диапазон, то изменением  А его можно разместить либо в I , либо в II , либо в III областях графика. Если частотный диапазон находится в I зоне, то неравномерность коэффициента передачи меньше чем в области III но больше чем в области II . Поэтому если ставится задача обеспечения минимальной неравномерности, то целесообразно частотный диапазон располагать во II области. Здесь минимальная частота поддиапазона меньше чем  А. Если ассоциировать величину  А с размерами антенны, то можно сказать, что использование во II -ой области, размеры антенны больше чем длина волны принимаемого сигнала. Говорят, что в этом случае антенна работает в режиме «удлинения». Далее мы покажем, что в некотором случае может располагаться и в I -ой области, в режиме «укорочения» . В III -ей области частотный поддиапазон стараются не располагать, т.к. она характеризуется большой неравномерностью.

Для рассматриваемой схемы характерно в общем случае достаточно сильная (большая) неравномерность передачи. Минимальная неравномерность обеспечивается при работе антенны в режиме «удлинения».
2 4. Внутриемкостная связь контура входной цепи с нагрузкой и индуктивная связь с антенной – коэффициент передачи.

, где m2 — коэффициент включения.


В данном случае минимальная неравномерность обеспечивается при использовании антенны в режиме укорочения (начальный участок графика).

Комбинируя виды связи с источником сигнала и с нагрузкой можно обеспечить малую неравномерность коэффициента передачи, выбрав для этого либо удлинение, либо укорочение.

^ 25. Особенности входных цепей для настроенных антенн.

  1. При использовании настроенных антенн нет необходимости ослаблять влияние активной составляющей сопротивления антенны на настройку контура.
  2. Из-за малого диапазона перестройки не так остро стоит проблема обеспечения стабильности коэффициента передачи при перестройке приемника по частоте.

Однако, в случае настроенных антенн остро стоит проблема согласования источника сигнала со входной цепью. Исходя из выше изложенного, ВЦ с настроенной антенной использует лишь трансформаторную, автотрансформаторную и внутреннюю связи.

Автотрансформаторная связь широко используется в случае несимметричного фидера (коаксиала). Трансформаторная используется и с симметричным и с несимметричным фидером. Внутриемкостная используется в относительно высокочастотном диапазоне, т.к. позволяет снизить влияние паразитных емкостей контура на его настройку.

Если использовать симметричный неэкранированный фидер, то наличие близкорасположенного к приемнику источника помех может обусловить большие ЭДС помехи в проводах фидера.

Т.к. Еп1 и Еп2 включены встречно, то они не создают в катушке связи достаточно сильной составляющей тока с частотой помехи.

Поэтому, если Еп1п2, то проникновение помехи в контур за счет трансформаторной связи отсутствует.

Однако существует паразитная емкость между катушкой связи и контурной котушкой (Сп). Наличие емкости обуславливает проникновение помехи в контур. Для устранения этого явления между катушками помещают электростатический экран.

При использовании трансформаторной связи может возникнуть проблема реализации достаточно сильной связи.

Конструктивная реализация трансформаторной связи характеризуется коэффициентом связи. Чтобы упростить реализацию трансформаторной связи, величину индуктивности связи выбирают такой, чтобы коэффициент связи принял наименьшее значение. Найдем оптимальное значение индуктивности связи (Lсв):

выразим m1: . Мы не знаем G1:

Заменим эту схему на эквивалентную

Найдем оптимальное , которое обеспечивает минимум коэффициента связи.

Представив оптимальное значение катушки связи в выражение для коэффициента связи найдем его минимальное значение.

Если >>1 Ксв ^ 26. Коэффициент усиления одноконтурного однокаскадного УРЧ.

УРЧ в преселекторе может быть однокаскадным или реже двухкаскадным. Основные требования к УРЧ: 1) малый коэффициент шума; 2) достаточно широкий динамический диапазон; 3) решает проблему фильтрации побочных помех.

Rф, Сф – ФНЧ для развязки выхода УРЧ от его входа (ликвидирует паразитную обратную связь через Ek между выходом и входом)

Т.к. катушка Lk через Cф подключена по переменному к общей шине, то здесь имеет место параллельный колебательный контур. Внешние цепи в колебательном контуре включены автотрансформаторно. ; Определим коэффициент усиления, используя малосигнальную модель транзистора в виде линейного четырехполюсника:

-вх. проводимость; -обратная проводимость. Характеризует внутреннюю обратную связь транзистора. — прямая проводимость (крутизна). Характеризует усилительные свойства транзистора. — вых. проводимость. KУРЧ=Uн/U1

Умножим числитель и знаменатель на Uк

(найдем это отношение)

Выразим напряжение U2 через ток I2 и параметры контура:

Y210 – прямая проводимость транзистора на резонансной частоте, можно считать, что частотная зависимость прямой проводимости аппроксимируется частотной характеристикой ФНЧ. Определим оптимальное значение коэффициентов включения m1 и m2 при которых обеспечивается максимальный коэффициент усиления, и также наложим ограничения на допустимую степень снижения фильтрующих способностей контура. D=П/Пк

Контур в данном случае работает в тех же условиях, что и контур в случае входных цепей. Отличие заключается лишь в проводимости источника сигнала. В случае входных цепей это проводимость = G1, в данном случае активная проводимость источника сигнала = активной выходной проводимости транзистора.

Максимальный резонансный коэффициент усиления:

Если m1 и m2 определены по приведенным формулам, то говорят о режиме максимального усиления с ограничением на полосу пропускания. Если УРЧ соединяется с нагрузкой достаточно длинным фидером и имеется рассогласование фидера с нагрузкой, то за счет переотражения в фидере возникают искажения сигнала. Поэтому как и в случае со вх. цепями необходимо обеспечить согласование УРЧ с нагрузкой (В случае вх. цепей согласование обеспечивается между источником сигнала и вх. цепью).

Если m1 и m2 определены по данным формулам то говорят о режиме согласования с ограничением на полосу пропускания. Также как и в случае со вх. цепями при D>>1 режим максимального усиления и режим согласования практически совпадают.

^ 27. Влияние внутренней обратной связи на устойчивость одноконтурного УРЧ.
Наличие обратной проводимости Y12 в уравнении, описывающем работу электронного прибора, говорит о присутствии внутренней паразитной обратной связи в электронном приборе, что ставит вопрос об устойчивости УРЧ в целом.

Крайним проявлением неустойчивой работы УРЧ является его самовозбуждение. При проектировании УРЧ задаются определенным запасом по устойчивости УРЧ. Этот запас выражается в дополнительном изменении параметров УРЧ за счет наличия обратной проводимости, например, говорят о 10 % дополнительном изменении параметров УРЧ при значительных колебаниях обратной проводимости Y12.

Каждый электрик должен знать:  Инструменты электрика список, описание, фото всего набора

Чем больше коэффициент усиления УРЧ, тем меньше его устойчивость, поэтому необходимо решить задачу определения максимально допустимого коэффициента усиления УРЧ исходя из заданной степени устойчивости усилителя.

для полевых транзисторов пренебрегают G12

Рассмотрим эквивалентную проводимость 1-го контура:

и — активные составляющие Y11 и Yвх.ос

— часть , которая не зависит от внутренней ОС


Активная составляющая входной проводимости, обусловленная действием ОС зависит от обобщенной расстройки и от аргументов прямой и обратной проводимости.

Введем понятие коэффициента устойчивости:

Если внутренняя ОС отсутствует, то Куст = 1 и усилитель является абсолютно устойчивым. В зависимости от знака функции проводимость Gвх.ос может быть как положительной так и отрицательной. Если Gвх.ос 0 имеет место ООС и Куст>1. При проектировании усилителей важно учесть степень отклонения усилителя от абсолютно устойчивого режима, независимо от того, какая при этом реализуется ОС – ОС или ПОС.

Важным является анализ модуля:

Если задан коэф-т устойчивости, то для реализации усилителя с заданной степенью устойчивости используем следующее условие:

Исходя из полученного условия можно определить коэф-ты включения транзистора во второй контур.

чтобы избежать сложных вычислений при определении вместо в формулу подставляем ее максимальное значение, равное 0.5. В этом случае полученное значение будет несколько меньше, чем для обеспечения требования устойчивости, следовательно реализованный усилитель будет иметь несколько большую устойчивость, чем задано.

Выразим через коэффициент усиления усилителя и подставим это выражение в формулу, определяющую устойчивую работу усилителя.

Считая Куст зад = 0.9:

— мера активности усилительного прибора. Чем А выше, тем больший коэффициент усиления можно реализовать на данном усилительном приборе. При проектировании усилителей найденный коэф-т усиления (режим мах. усиления или режим согласования) обязательно проверяют по условию устойчивости. Если это условие не выполняется, то возникает задача повышения устойчивости усилителя. Вновь проводят расчет УРЧ.
^ 28. Повышение устойчивости УРЧ

Существует 2 подхода:

  1. пассивный подход: коэф-т усиления снижают до тех пор, пока не будет выполнено условие устойчивости. Одним из вариантов снижения коэф-та усиления – это выбор в соответствии с условием обеспечения устойчивости, который получится выше. После выбора нового значения необходимо скорректировать значение , чтобы обеспечить эквивалентную проводимость 2-го контура.

Если и найдены по приведенным формулам, то усилитель работает в режиме ограниченного усиления.

  1. активный подход: в этом случае проектируют схему так, чтобы уменьшить влияние внутренней ОС на работу усилителя. Одним из вариантов реализации этого подхода является введение в усилитель дополнительной ОС, которая компенсирует действие внутренней ОС. Недостатком такого подхода является «узкополосность решения», кроме того такой подход требует индивидуальной регулировки схемы под конкретный экземпляр усилителя.

Более перспективным является повышение устойчивости путем каскадного соединения усилительных приборов.

Если выход предыдущего усилительного прибора по переменному току непосредственно подключен ко входу последующего усилительного прибора, то можно показать, что А эквивалентного прибора больше активностей составляющих усилительных приборов.

Наиболее часто используется каскадное соединение транзисторов, при котором 1-ый усилитель включается с ОЭ, а второй с ОБ. Такая схема обеспечивает большой КР, широкую полосу рабочих частот и относительно небольшой КШ, поэтому такая схема широко используется в преселекторах, получила название каскодной.

Rб12 и Rб22 образовывают базовый делитель для VT2. Сбл обеспечивает подключение базы VT2 к общей шине по переменному току.
^ 29. Усилитель промежуточной частоты – два принципа построения. Виды полосовых фильтров для УПЧ.

УПЧ отличаются от УРЧ большим коэффициентом усиления, следовательно они многокаскадные, полосовой фильтр более селективный, усилители ПЧ не перестраиваются. По сравнению с УРЧ требования к собственному электрическому шуму ниже.

Существует 2 основных подхода к построению схем УПЧ:

  1. УПЧ реализуется в виде нескольких каскадов и каждый каскад содержит свой узкополосный фильтр.

Чем больше каскадов, тем больше коэф-т усиления и выше избирательность. Такие усилители называются УПЧ с покаскадным наращиванием избирательности и усиления.

Недостатки подхода: при воздействии дестабилизирующих факторов на усилительный прибор изменяется настройка ПФ в каскаде, т.к. меняются реактивные и активные вх. и вых. сопротивления усилительного прибора. При этом нарушается согласованная работа полосовых фильтров, следовательно уменьшается селективность усилителя, поэтому более перспективным является второй подход.

  1. У силитель состоит из высокоселективного ФСИ и многокаскадного, относительно широкополосного усилителя.

Несмотря на возможные значительные изменения АЧХ ШУ под воздействием дестабилизирующих факторов, в итоге АЧХ УПЧ меняется намного меньше, чем в 1-ом подходе.

Недостатком УПЧ с ФСИ является большой КШ, что связано с большим затуханием сигнала в многозвенном ФСИ, поэтому для снижения КШ перед ФСИ устанавливают 1,2 каскада предварительного усиления.

Кроме того, количество усилительных приборов в данном УПЧ больше, т.к. Ш каскад усиления имеет коэффициент усиления, чем узкополосный.
^ Разновидности ФСИ применяемые в УПЧ:

Наиболее часто используется пьезо-керамические фильтры. Т.к. перестройка этих фильтров невозможна, то они выпускаются заранее настроенные на стандартные значения ПЧ. Достоинством фильтра являются малые габариты, большая добротность, что обеспечивает высокую степень прямоугольности АЧХ, что характеризуется коэффициентом прямоугольности.

Следующая особенность – при достаточно больших расстройках нарушается монотонность зависимости затухания от величины расстройки.

Более высокую добротность имеют кварцевые фильтры. Они обладают более узкой полосой, большей селективностью и устойчивостью к воздействию дестабилизирующих факторов. Стоимость выше.

Используются также электро-механические фильтры, в которых резонансные явления реализуются в механических системах. Достоинство фильтра – возможность работы в НЧ.

В последнее время широко распространены фильтры на ПАВ (поверхностные акустические волны). Они сочетают высокую добротность с возможностью реализации ЧХ различной формы. Недостаток ПАВ – невозможность реализации в НЧ.

^ LC фильтры имеют по сравнению с предыдущими возможности перестройки и создания АЧХ различного вида. Могут работать в широком диапазоне частот. Недостаток: малая стабильность, большие габариты. Часто используются в системах с пьезо-керамическими и кварцевыми фильтрами.

^ Активные RC фильтры (ARC). Достоинство: нет катушек индуктивности. Недостаток: относительно НЧ, малая добротность.

Дискретные фильтры, реализуются на приборах с зарядовой связью. Позволяют перестраивать фильтры программным способом и обладают высокой степенью стабильности.

^ Цифровые фильтры – полностью цифровая реализация допускает как программное, так и аппаратное решение. Основной недостаток – только НЧ.

Главное условие использования ФСИ – необходимо при проектировании приемника задаться стандартным значением ПЧ.

УПЧ с покаскадно наращиваемой избирательностью и усилением: если необходимо обеспечить совместную работу LC фильтров и пьезокерамики, то приходится использовать каскады УПЧ с покаскадно наращиваемой изб и усилением. Кроме того, использование такого вида УПЧ оправдано при низких требованиях, предъявляемых к избирательности приемника. Основные виды реализации:

  1. УПЧ с одинаково настроенными одиночными контурами. Достоинство – низкая стоимость, недостаток – большой коэффициент прямоугольности.
  2. Использование 2-х контурных полосовых фильтров. Достоинство – меньший коэффициент прямоугольности, но стоимость выше.
  3. Каскады на расстроенных контурах:

— с попарно расстроенными

— с тройками расстроенных контуров

УПЧ на расстроенных двойках – половина каскадов настроена на одну частоту, половина – на другую (аналогично на тройках).
^ 30. Преобразование частоты. Требования к смесителям. Искажение сигналов.
Основой ПЧ является математическая основа – операция перемножения 2-х сигналов (гетеродина и сигнала). Покажем, что операция перемножения реализуется не только на специализированных устройствах но и на многих нелинейных элементах. Рассмотрим:

; считаем что Uвх=Uг+Uс.

Квадратурный член степенного ряда обеспечивает процедуру перемножения сигнала. Поэтому можно реализовать преобразование частоты путем подавания «+»Uг и Uс на нелинейный элемент в котором достаточно сильно выражен квадратичный член степенного ряда. Наличие всех прочих членов степенного ряда является «вредным» и обуславливает образование комбинационных гармоник на вых. нелинейного элемента. fк=|mfгnfc|, m и n-целые.

Наличие комбинационных гармоник приводит к специфическим искажениям сигнала в смесителе. Если искаженный сигнал в смесителе продетектировать и прослушать, имеет место «свист» с переменной тональностью т.е. говорят об искажениях сигнала типа «свист». fпч=fc-fг. Предположим, что возникла комбинационная гармоника fк=mfс-nfг = и пусть она попала в полосу пропускания = fпч. Т.е. в данном случае сигнал и гетеродин порождают две спектральных составляющих на вых. смесителя, которые попадают в полосу пропускания УПЧ.

Предположим, что из-за нестабильности fг она приняла fг’= fг+.

Имеет место сумма двух ВЧ компонентов с малой разницей частот (n-1). Возникают биения, а следовательно на вых. демодулятора появляется дополнительный тон с частотой Fтон=(n-1).

Для подавления данного вида помех надо использовать смесители с малым уровнем комбинационных гармоник. Если не удается обеспечить достаточно малого уровня комбинационных гармоник, то соответствующие настройки приемника помечаются как нерекомендуемые.

Рассмотрим общие требования предъявляемые к смесителям.

При реализации Смеситель стараются обеспечить большую развязку между входами, а также между вх. и выходом. Если развязка между входами не велика то мощные колебания гетеродина могут проникнуть на сигнальный вх. смесителя, и далее через преселектор поступить в антенну, приемник превращается в передатчик который создает помехи к близлежащим радиоэлектронным средствам.

Если мощные сигнальные колебания попадают на гетеродинный вход смесителя, то произойдет паразитная внешняя синхронизация колебаний гетеродина, что приведет к «подтягиванию» частоты гетеродина к частоте сигнала.

Прямое прохождение гетеродинного колебания на вых. смесителя обуславливает, перенос шума гетеродинного колебания на вых. смесителя, снижается с/ш.

Совокупное проникновение U1 и U2 на вых. обуславливает высокий уровень комбинационных гармоник.
^ 31. Схемотехника смесителей. Гетеродины.

Наиболее простым является одно-диодный смеситель .

Н а нелинейный элемент – диод поступает сумма колебаний сигнала и гетеродина. Ток диода содержит множество комбинационных гармоник. Данная спектральная составляющая выделяющая на контуре смесителя, все остальные комбинационные гармоники этим контуром подавляются.

Достоинства: низкая стоимость и широкий частотный диапазон вх. колебаний.

Недостатки: развязка между входами низкая; развязка между входами и выходом обусловлена только фильтрующими свойствами контура.

Покажем каким образом шум гетеродина проникает на вых. смесителя.

Е сли рассматривать выделенные шумовые полосы в спектре гетеродина как совокупность 3-х отдельных узкополосных колебаний которые попадают на нелинейный элемент формируют свою группу комбинационных гармоник и среди этих гармоник, существуют гармоники с разностной частотой, равны по частоте настройки контура. Следовательно контур выделит данные шумовые гармоники, что приведет к снижению с/ш.

^ Балансный диодный смеситель.

П ервый контур настроен на частоту сигнала, второй на частоту ПЧ. Проанализируем развязку между гетеродинным входом и входом и выходом смесителя. Если верхняя половина схемы по параметрам идентична нижней половине то iг1= iг2. В этом случае ток с частотой гетеродина в первом и 2-м контуре отсутствуют, а следовательно не происходит проникновения колебаний гетеродина в сигнальную цепь и на вых. УПЧ. Т.к. шумовые составляющие спектра гетеродина в вых. контуре, также взаимно компенсируются, то не происходит перенос шума на ПЧ.

Если балансировка схемы нарушается и iг1 iг2 то резко снижается степень развязки между гетеродинным входом и выходом смесителя.

Недостатки: данной схемы является малый уровень сигнала между сигнальным входом и вых. смесителя.

^ Двойные балансные (кольцевые) смесители.

Данную схему можно рассматривать как совокупность двух, ранее рассматриваемых, балансных схем. По сигнальным входам эти схемы включены параллельно, а по выходу встречно — параллельно, то на выходе сигнальные компоненты взаимно компенсируются.

Недостатки: малый коэффициент передачи, поэтому с целью повышения используют транзисторные и микросхемные смесители.

Наиболее часто сигнальные колебания подают на базу, а гетеродинные на эмиттер. В этом случае возникает наибольшая развязка между входами. Так же как в случае с диодными можно использовать балансные схемы, однако лучше всего балансировку транзисторных смесителей осуществлять в микросхемном исполнении. Они менее широкополосны чем диодные.

В базовой структуре является дифференциальный усилитель с управляемым источником тока. Базовую структуру комбинируют для обеспечения высокой степени развязки.

Т.к. величина U2 меняет коэффициент усиления диодного усилителя VT1-VT2, то при достаточно малых значениях U1 осуществляется операция линейного перемножения сигналов U1 и U2.

При полно симметрии диф. усилителя отсутствует напряжение с частотой f2(U2) – имеет место большая развязка между вх. U2 и вых. усилителя. Развязка между вх. U1 и вых. усилителя отсутствует. Для обеспечения развязки данного вида используют две структуры данного типа, при этом на входы управляемых источником тока подаются напряжения в противофазе и также в противофазе подаются на вх. U1, а вых. диффиренциальных усилителей включенных параллельно.

Микросхемные перемножители осуществляют высокую степень развязки, за счет хорошей балансировки, малый уровень комбинационных составляющих. Проигрывает диодным по частотному диапазону.

Требования: высокая стабильность частоты, малый уровень побочных колебаний, малый уровень собственных шумов.

Проанализируем влияние побочных компонентов в спектре гетеродина на избирательность приемника по побочным каналам приема.

Е сли помеха отстоит от побочного компонента спектра гетеродина на fпч, то происходит перенос помехи в полосу пропускания УПЧ – возникает дополнительный канал приема. Если в первом приближении считать коэффициент передачи смесителя прямо пропорциональным уровню колебаний гетеродина для обеспечения избирательности приемника на А дБ необходимо обеспечить подавление побочных компонентов в спектре гетеродина на величину больше чем А дБ. Следует отметить, что синтезаторы частот имеющие на много большую стабильность частоты, чем автотрансформаторы, проигрывают им в отношении частоты спектра.
^ 32. Последовательный диодный амплитудный детектор – принцип работы. Коэффициент передачи в режиме сильного сигнала.

Высокочастотное напряжение попадая на нелинейный элемент – диод, обуславливает появление тока в диоде множества спектральных компонент, в том числе составляющих тока. Постоянные составляющие тока диода создает на сопротивление нагрузки Rн, падение напряжения Uн, которое является выходным напряжением. Для получения большого значения коэффициента передачи АМ детектора необходимо обеспечить малую величину сопротивления источника сигнала по сравнению с Rн (Ri 2 3 4 5 6

26 Зависимость резонансного коэффициента передачи входной цепи от частоты настройки

23. Зависимость резонансного коэффициента передачи входной цепи от частоты настройки (индуктивная связь с антенной).

При изменении рабочей частоты вх. цепи меняется в общем случае сопротивление антенны, а также комплексное сопротивление элементов связи полосового фильтра с внешними устройствами, кроме того, имеется зависимость эквивалентной добротности контура от частоты настройки, это обуславливает нежелательную зависимость резонансного коэффициента от частоты.

Указанные факторы обуславливают не желательную зависимость резонансного коэффициента передачи вх. цепи от частоты настройки контура.

Изменение коэффициента передачи входной цепи в частотном поддиапазоне характеризуется неравномерностью коэффициента передачи.

Проанализируем зависимость коэффициента передачи от частоты настройки в случае использования трансформаторной связи контура с антенной.

Считаем что антенна является ненастроенной. В этом случае комплексное сопротивление источника сигнала для контура определяется следующей эквивалентной схемой.

Т.к. уровень сигнала на выходе вх. цепи определяется модулем коэффициента передачи, то при дальнейшем рассуждении будем рассматривать |Z10|


Обозначим — резонансная частота последовательного колебательного контура, который характеризует внутреннее сопротивление источника сигнала.

С целью дальнейшего упрощения анализа считаем, что реактивные составляющие намного больше сопротивления потерь R.

С помощью катушки Lсв мы можем менять индуктивность L1, а следовательно величину wА. Если у нас имеется некоторый заданный частотный диапазон, то изменением wА его можно разместить либо в I, либо в II, либо в III областях графика. Если частотный диапазон находится в I зоне, то неравномерность коэффициента передачи меньше чем в области III но больше чем в области II. Поэтому если ставится задача обеспечения минимальной неравномерности, то целесообразно частотный диапазон располагать во II области. Здесь минимальная частота поддиапазона меньше чем wА. Если ассоциировать величину wА с размерами антенны, то можно сказать, что использование во II-ой области, размеры антенны больше чем длина волны принимаемого сигнала. Говорят, что в этом случае антенна работает в режиме «удлинения». Далее мы покажем, что в некотором случае может располагаться и в I-ой области, в режиме «укорочения». В III-ей области частотный поддиапазон стараются не располагать, т.к. она характеризуется большой неравномерностью.

Для рассматриваемой схемы характерно в общем случае достаточно сильная (большая) неравномерность передачи. Минимальная неравномерность обеспечивается при работе антенны в режиме «удлинения».

Загальний підхід до спектрального методу при проходженні неперіодичних сигналів через електричне коло. Основна формула

При расчете прохождения непрерывных сигналов спектральным методом используется прямое и обратное преобразования Фурье. Представление непрерывных функций в виде интеграла Фурье подразумевает суммирование бесконечного числа незатухающих и бесконечно близких друг к другу по частоте гармонических колебаний с бесконечно малыми амплитудами.

Каждый электрик должен знать:  ГОСТ 2.710-81 статус на 2020 год, скачать документ в PDF

Следует отметить ограничения, накладываемые на частотный коэффициент передачи цепи.

Не каждый коэффициент передачи можно реализовать в физических системах. Для того чтоб был полностью реализуем необходимо выполнение двух условий.

1. На основании свойств преобразования Фурье . Т.е. модуль коэффициента передачи должен быть четной функцией, а аргумент коэффициента передачи- нечетной.

2. На основании доказательства теоремы Винера о физической реализуемости частотных характеристик важнейшим условием их реализуемости является условие:

Рассмотрев ИХ видно, что она уходит в бесконечность, тогда не выполняются ограничения, накладываемые на импульсную характеристику, а значит предложенный коэффициент передачи нереализуем.

ЧАСТОТНЫЕ ФИЛЬТРЫ

В устройствах формирования прецизионных сигналов используются линейные частотные фильтры:

  • • для обеспечения требуемого уровня подавления ПСС в промежуточных и в выходных каскадах преобразования частот;
  • • придания системам авторегулирования нужных динамических свойств за счет установки определенного коэффициента передачи в цепи обратной связи.

Рассмотрим характеристики фильтров нижних частот (ФНЧ), фильтров верхних частот (ФВЧ); полосно-пропускающих фильтров (ППФ) и полосно-заграждающих фильтров (ПЗФ).

Комплексный коэффициент передачи линейного частотного фильтра записывается в виде V(jf) = | Иф(/)|ехр[./ф(/)]. Физически реализуемые фильтры имеют амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) с ограниченной крутизной изменения модуля коэффициента передачи W^(f) на границах полосы пропускания и заграждения. Вместо фазочастотной характеристики (ФЧХ) фильтра ф(/) в большинстве случаев удобнее использовать частотную зависимость группового времени запаздывания (ГВЗ) в виде т(/) = -(1/2я)^/ф(/)/^/. Для частотных фильтров нормируется величина и неравномерность ГВЗ в полосах прозрачности и заграждения.

Вид АЧХ и ФЧХ фильтра зависит от количества последовательно включенных частотно-зависимых звеньев п (порядок фильтра) и расположения нулей и полюсов коэффициента передачи представленного в виде отношения полиномов по степеням п частоты. Для фильтров высокого порядка (п > 2) можно выбрать такое расположение нулей и полюсов коэффициента передачи, при котором фильтр будет обладать особыми свойствами. Разработаны варианты расчета параметров фильтра — коэффициентов передаточной функции V(Jf) и соответствующих параметров компонентов при технической реализации:

  • • для получения монотонной и наиболее плоской АЧХ — фильтр Баттерворта;
  • • для наибольшей линейности ФЧХ в полосе прозрачности (наиболее плоской характеристики ГВЗ) — фильтр Бесселя;
  • • для получения АЧХ с равноволновыми пульсациями в полосе пропускания при монотонном изменении АЧХ за ее пределами — фильтр Чебышева;
  • • для получения АЧХ с равноволновыми пульсациями в полосах пропускания и заграждения — эллиптический фильтр Кауэра;

Рис. 3.27. Фазочастотная характеристика полосно-пропускаюшего фильтра, оптимизированного на ее высокую линейность

• фильтр с заданной прямо- угольностью АЧХ и др.

На рис. 3.27 представлена ФЧХ полосно-пропускающего фильтра с числом звеньев п — 8 при средней частоте 100 МГц и относительной ширине полосы ±5 %, настроенного на наибольшую линейность ФЧХ. В полосе частот 75. 125 МГц изменение фазового набега составляет 540° с отклонением от линейности не более 3°. Увеличение числа звеньев (порядка) фильтра дает возможность улучшить прямоугольность АЧХ и увеличить соотношение между затуханием в полосах пропускания и заграждения.

В ППФ первого порядка коэффициент передачи уменьшается всего на 6 дБ при увеличении частоты в 2 раза по сравнению с граничной частотой полосы прозрачности. Поэтому для улучшения фильтрации мешающих внеполосных спектральных компонент надо увеличивать порядок фильтра. На рис. 3.28 показаны АЧХ полосно-пропускаюшего фильтра типа Баттсрворта для различного порядка цепи.

Рис. 3.28. Амплитудно-частотные характеристики полосно-пропускающсго фильтра типа Баггерворта для различного порядка цепи п:

1 — п = 1; 2 — п = 2 3 — л = 4; 4 — п = 6 5 — л = 8;

Повышение качества фильтрации сопровождается ростом потерь в полосе прозрачности, которые пропорциональны числу звеньев. Существенное ограничение на число звеньев обусловлено повышением требований к точности настройки фильтра и стоимости изготовления, снижением надежности настройки в диапазоне внешних воздействий. Выпускаются фильтры с числом звеньев от 2 до 17.

Технически корректными в качестве показателей качества ФНЧ и ФВЧ кроме выбранных типа АЧХ и количества звеньев п являются следующие параметры:

  • • ширина полос пропускания П3дБ и заграждения, которые определяют коэффициент прямоугольности АЧХ;
  • • уровень потерь в полосе прозрачности кп
  • • уровень неравномерности (пульсаций) коэффициента передачи;
  • • время установления отклика;
  • • коэффициент стоячей волны, или коэффициент отражения в полосе пропускания;
  • • уровень предельно допустимой входной мощности.

Некоторые производители частотных фильтров используют

комбинированный показатель добротности фильтра — (Э-фактор, который выражается (рис. 3.29) через уровень потерь в полосе прозрачности и ширину этой полосы:

Мощность входного сигнала частотного фильтра Рьхдоп ограничивается не только электрической прочностью. Причинами появ-

Рис. 3.29. Графики зависимостей коэффициента передачи фильтра от его относительной полосы при различных значениях параметра добротности: /- Q= 10; 2- Q= 100; 3- Q= 1000

ления нелинейных явлений в линейном фильтре могут быть следующие факторы: в состав индуктивностей фильтра входят ферритовые материалы, проявляющие нелинейную зависимость магнитной проницаемости и потерь от амплитуд сигналов; в состав электрически перестраиваемых фильтров входят нелинейные емкости — варикапы; некоторые фильтры интегрированы с транзисторными усилителями.

Для многих частотных фильтров производители указывают величину Рвх 1дБ — входную мощность, при которой потери возрастают на 1 дБ.

Могут использоваться различные технологии создания электрических цепей с малыми потерями, проявляющих частотно-зависимые свойства. В табл. 3.4 представлены параметры частотных фильтров:

Физическая интерпретация частотного коэффициента передачи оптимального фильтра.

Фильтр обеспечивающий выделение известного сигнала из смеси с «белым» шумом должен пропускать на выход гармонические колебания, частоты которых отвечают лишь тем участком спектра, где спектральная плотность полезного сигнала отлична от 0, при этом |K(ω)| должен быть пропорционален модулю спектральной плотности сигнала, т.е. тому вкладу в результирующий выходной сигнал, который вносится от того или иного участка спектра частот. Если спектр входного сигнала имеет дискретную структуру (например сигнал является периодическим), то изложенный выше принцип приводит к фильтрам с гребенчатой АЧХ широко применяемым в технике связи и радиолокации. Согласованный фильтр функционирует подобно

гребенчатому. Удается еще больше повысить вероятность обнаружения сигнала в виду целесообразного использования ФЧХ спектральной плотности сигнала. Сигнал на выходе согласованного фильтра достигает абсолютного максимального в момент времени to , когда все спектральные составляющие входного колебания складываются на выходе когерентно (синфазно) т.е. имея одни и те же фазовые сдвиги.

где Э – энергия сигнала.

Таким образом эффект согласованной спектрации связан с коррекцией фазовых соотношений между отдельными спектральными составляющими сигнала.

Рассмотрим условие компенсации начальных фаз всех гармонических составляющих входного сигнала. Согласно этому условию оптимальный или согласованный фильтр должен иметь такую ФЧХ, чтобы фазовый сдвиг в ней — φЅ(ω) был равен по величине и противоположен по знаку начальной фазе составляющей спектра входного сигнала (Sвх(ω))

Составляющие ФЧХ (-ωto) указывает на то, что пик выходного сигнала задержан относительно началам действия входного сигнала на время to.

19) Согласованный фильтр для прямоугольного видеоимпульса с длительностью U и τ

Вычислим спектральную плотность

Находим коэффициент передачи согласованного фильтра:

to = τ – максимум отклика на выходе приходящийся на момент окончания импульса.

U – амплитуда импульса;

A – постоянный коэффициент, имеющий размерность обратной спектральной плотности сигнала [A] = [1 / S(ω)]. Структурная схема согласованного (оптимального) фильтра. Структурная схема синтезируется по виду комплексногокоэффициента передачи КФ (iω).

Фильтр представляет собой каскадное соединение

3-х линейных звеньев:

1) масштабный усилитель с коэффициентом усиления А;

2) идеальный интегратор (интегрирующее звено) реализующего множитель (1 / iω).

3) устройство с коэффициентом передачи (1 – е — i ωτ )

Реализуемого с помощью звена задержки сигнала на время τ, инвертораимеющего знак инвертора и сумматора. Передаточная функция звена задержки (идеальная линия задержки без потерь) равна е — i ωτ

Отношение сигнал / шум:

Квазиоптимальные фильтры

В ряде случаев удаётся получить достаточно эффективную фильтрацию сигналов из смеси с “белым ” шумом применив фильтры более простой конструкции по сравнению с оптимальными фильтрами. Рассмотрим RC 4-х полюсник, интегрирующего типа.

tц=R×C – постоянная времени. На входе одновременно действует “белый” шум. Поскольку данная цепь линейна, то прохождение сигнала и шума можно рассмотреть независимо. Максимальная полезность сигнала на выходе достигается в момент окончания импульса.

Отсюда максимальное отношение на выходе цепи:

Э=Е 2 ×tи энергия сигнала, В 2 /Гц. Приняв во внимание, что энергия видеоимпульсов, получим:

Множитель в [ ] даёт величину проигрыша в отношении сигнал/шум по сравнению с оптимальным фильтром. Введя параметр

Из графика видно, что при х = 1,25 функция достигает максимума. Выбираем соответствующее значение постоянной времени RC цепи, можно создать весьма простой квазиоптимальный фильтр (почти оптимальный)

Отношение сигнал/шум, который лишь на 11% меньше чем в согласованном фильтре.

Квазиоптимальные фильтры с приёмными характеристиками удается создать только для относительно простых сигналов. Требования: пропустить без ослабления колебания из той области частот где сосредоточена основная доля энергии сигнала.

Теорема Котельникова

Реальные сигналы всегда имеют конечную длительность ограниченную полосу частот. Граничные частоты спектра определяются свойствами системы передачи и самим получателем. Например, при передачи дискретных сообщений полоса частот определяется скоростью передачи, а при передачи телевизионных изображений принятым стандартом четкости (числом строк). Для функции с ограниченным спектром В. А. Котельников доказал теорему лежащую в основе дискретизации непрерывных сигналов. Согласно этой теореме функция U(t), не содержащая частот выше F полностью определяется последовательностью своих отсчетов в моменты времени, отстоящие друг от друга на Δt≤1/2F. Восстановление осуществляется с помощью ряда Котельникова:

Выражение представляет разложение непрерывной функции U(t) в ряд по ортогональным функциям вида (sinx / x). Выражение U(kΔt), называется отсчетами функции U(t), а множитель называется функцией отсчетов. Если обозначим

τ = (t — kΔt), то множитель:

Функция ψ(τ)=1 в моменты времени t = kΔt и ψ(τ)=0, при

t = (k ± m)Δt, где m=1,2,3… Эта функция называется функцией отсчетов или координатным синусом. Ширина главного лепестка на нулевом уровне равна 1/F. Спектр функции отсчетов является равномерным в полосе (-F; F) и равен нулю вне этой полосы. Амплитуда спектра (модуль) S(f)=1/2F. Теорема Котельникова позволяет единым образом рассматривать передачу любого сигнала ( и дискретного и непрерывного) на передачу чисел. Эта теорема лежит в основе всех видов импульсной модуляции. Согласно этой теореме необходимая частота следования импульсов, называемая тактовой частотой Fi должна определяться из условия Fi≥2 Fв ,где Fв – верхняя граничная частота спектра передаваемого сообщения.

22. Принцип цифровой обработки сигналов. Переход к системам цифровой обработки сигналов является одной из основных тенденций современной техники связи. Это направление оказывает влияние на развитие теории и техники сигналов и систем.

Функциональная схема цифровой обработки континуального (непрерывного) сигнала.

Рисунок

Вначале входной сигнал s(t) подвергается дискретизации с помощью электронного ключа (ЭК), работающего с шагом Т. Сигнал на выходе ЭК имеет вид последовательности коротких импульсов sT(t), являющихся отсчетами сигнала s(t). Предполагается, что при выборе шага Т на основании теоремы Котельникова обеспечивается сохранение информации, содержащейся в континуальном сигнале.

Каждый отсчет запоминается в интегрирующей схеме (ИС) на время t3, необходимое для срабатывания АЦП. Очевидно, что t3 n (n — число разрядов кодового слова). Каждому уровню в АЦП ставится в соответствие кодовое слово — двоичное число, состоящее из n разрядов, каждый из которых представлен единицей или нулем (стандартным импульсом или паузой). Очевидно, что чем длинее кодовое слово, тем выше точность представления каждого отсчета сигнала. Полученный цифровой сигнал поступает в цифровой фильтр (ЦФ), представляющий собой вычислительное устройство. В ЦФ производится обработка кодовых слов по заданному алгоритму, использующему математические операции сложения, умножения на постоянные коэффициенты и задержки во времени. В качестве ЦФ может быть использована и универсальная ЭВМ (ПЭВМ). Среди разнообразных алгоритмов обработки цифровых сигналов наибольшее распространение получила цифровая фильтрация, включающая в себя цифровой спектральный анализ.

На выходе ЦФ возникают новые кодовые слова, соответствующие профильтрованному сигналу, и после прохождения ими ЦАП сигнал приобретает структурную форму, причем высота каждой ступени равна отсчету выходного сигнала в соответствующие моменты времени. Под выходным дискретизированным сигналом STвых (t) подразумевается последовательность коротких импульсов, амплитуды которых равны высотам соответствующих ступеней. В 4-х полюснике называемом синтезирующим фильтром СФ осуществляется преобразование сигнала с выхода ЦАП в континуальный выходной сигнал Sвых (t). Одним из основных параметров системы является шаг дискретизации Т, задаваемый опорным генератором. Особое внимание уделяется повышению стабильности частоты 1/T этого генератора, задающего строгую синхронность управления всеми ключевыми элементами устройств системы. Цифровые системы обработки сигналов обладают рядом преимуществ по сравнению с аналоговыми: 1) абсолютная стабильность их характеристик;

2) в ЦФ возможна реализация таких алгоритмов обработки, которые в аналоговой обработке не реализуемы; 3) характеристики фильтра легко перестраиваются. Возможно создания адаптивных (самонастраивающихся) систем.

25. Разделение сигналов при передаче

Различные сигналы могут быть переданы в одной физической среде (линии связи), если имеется возможность их разделения на приемной стороне. Это возможно, если сигналы Fn(t) и Fm(t) при m ¹ n линейно независимы. Линейная независимость обеспечивается, если интеграл произведения G(t) этих сигналов равен нулю:

где — некоторая конечная величина.

Сигналы отвечающие этому условию, называют ортогональными. Если в ансамбле (в наборе) сигналов каждая пара их взаимно ортогональна, то его называют системой ортогональных сигналов.

Рисунок

Временное разделение. Наиболее просто ортогональность любых по форме сигналов обеспечивается, если каждый из них передается в течение своего интервала времени, не перекрывающегося никаким другим.

Рисунок а). Например, при междугородних переговорах один и тот же канал связи может поочередно предоставляться различным абонентам. Сигналы, временные интервалы которых взаимно не перекрываются, подчиняются условию ортогональности. Так, для двух сигналов F1(t) и F2 (t) (рис. а)

Рисунок

так как в интервале от t1 и t2 сигнал F2(t) = 0 и в интервале от t3 до t4 сигнал F1(t) = 0.

Частотное разделение. Каждое сообщение передается в непрерывающемся интервале частот (рис.) (d). Сигналы выделяются фильтрами. Практически реальные сигналы имеют бесконечные спектры, поэтому их можно делить только искусственным ограничением их спектра, а условие ортогональности выполняется приближенно.

Рассмотрим радиоимпульсы с длительностью t и различной частотой заполнения: при 0 > fk. На приеме вначале детектируется несущая и выделяется групповой сигнал. Затем при помощи фильтров из этого сигнала выделяются канальные сигналы, представляющие собой поднесущие, промодулированные передаваемыми сообщениями.

Детектированние канальных сигналов позволяет выделить сообщение на выходе каждого канала.

Системы с поднесущими широко применяются в РРЛ и телеметрии. Помехоустойчивость и эффективность систем с поднесущими зависит от вида модуляции как поднесущей, так и несущей. Возможный выбор здесь достаточно большой: АМ-АМ, АМ-ЧМ, ОМ-ЧМ, АМ-ФМ и т.д. Широко распространенная в РРЛ система ОМ-ЧМ обеспечивает сравнительно высокую помехоустойчивость при малом уровне помех. С увеличением индекса модуляции заметно снижается эффективность использования полосы частот. К недостаткам ОМ-ЧМ относятся наличие порога помехоустойчивости и появление переходных помех при многолучевом распределении радиоволн. Система ОМ-ОМ обеспечивает высокую эффективность, не имеет порога и свободна от переходных помех за счет многолучевости р/р/в. Многоканальная радиотелеграфическая связь применяется в КВ диапазоне. Обычно используется ЧМ-ОМ или ОФМН-ОМ при небольшом числе каналов. На УКВ и в РРЛ для телеграфии выделяется часть телефонных каналов, которые уплотняются телеграфическими каналами.

23 При временном способе разделения все каналы занимают одну и ту же полосу частот, но линия связи используется поочередно для передачи канальных сигналов. Временное разделение применимо только в случае импульсной модуляции (рис. 3). При импульсной модуляции благодаря большой скважности между импульсами одного канала остается большой промежуток времени, в котором можно разместить импульсы других каналов.

Рисунок

Основу системы составляют два синхронно работающих коммутатора К1 и К2. На передающей стороне к ламелям коммутатора К1 подводятся канальные сигналы от входных преобразователей. Вращающаяся щетка коммутатора К1 поочередно подключает каждый из преобразователей на вход импульсного модулятора (ИМ), осуществляющего модуляцию импульсной последовательности, поступающей в него от генератора импульсов ГИ. Импульсы, модулированные сообщениями всех каналов, поступают в линию связи, а затем на коммутатор К2, разделяющий каналы на приеме. Коммутатор К2 подключает каждый входной преобразователь в момент, когда по каналу связи поступает импульс данного канала. Важно, чтобы коммутаторы К1 и К2 работали синхронно. Для синхронизации обычно передают вспомогательные синхронизирующие импульсы, для которых отводится один или несколько каналов. Применяют электронные коммутаторы. При ВРК применяют различные виды импульсной модуляции — ИКМ, ФИМ, ШИМ и др.

Добавить комментарий