Сигналы Баркера


Форум MATLAB и Simulink

Форум пользователей MATLAB и Simulink

Сигнал Баркера

Модератор: Admin

Сигнал Баркера

Сообщение nikkop23 » Пт окт 28, 2020 2:56 pm

Re: Сигнал Баркера

Сообщение Таусинов » Пт окт 28, 2020 4:08 pm

вызывают сомнения в том, что его вообще запускать пытались.

Если чуть-чуть «причесать», то будет так:

%Сама последовательность Баркера
a = [1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1];
%Каждый ее элемент «удлинили» в N раз, а получившуюся последовательность
%повторили 10 раз
N = 1000;
A = repmat(a, N, 10);
A = A(:)’;
%Сформировали вектор временных отсчетов, значения которых нормированы
%относительно длительности всей последовательности
t = (0:length(A) — 1)/N;
%Сформировали несущую
s0 = square(t);
%Промодулировали несущую кодом Баркера
s = s0.*A;
%Построили результат
plot(t, s);

Добавил комментарии к тому, что происходит. Чтобы регулировать длину импульсов, меняйте параметр N.

Простые и сложные сигналы.

Простые сигналы. Простой сигнал – это одиночный импульс или последовательность импульсов, вида (2.2).

Для одиночного импульса мы будем иметь сплошной спектр (рис. 2.6,б), запись которого имеет вид

Для последовательности импульсов, или другими словами пачки импульсов — спектр будет иметь дискретный вид.

Размерность спектра (спектральной плотности) импульса будет определяться следующим образом .

Полоса частот (рис. 2.6,б), где заключено 90% энергии сигнала равна:

Корреляционная функция простого сигнал (рис. 2,6,в) лежит в пределах от — до . Корреляционная функция – это энергия сигнала с размерностью и выражением вида

Чем уже корреляционная функция, тем легче, например, в радиолокации осуществить разрешение сигналов и определить параметры до цели по дальности, углу прихода, скорости движения объекта и т.д. Необходимо иметь как можно более острые КФ особенно при близко расположенных целях. Для заострения и укорачивания КФ казалось бы можно брать более короткие сигналы. Однако, энергия сигнала равна , а это значит, что при уменьшении длительности τ уменьшается энергия сигнала. Следовательно уменьшается дальность обнаружения и соотношение сигнал/шум в точке приема, т.е помехоустойчивость.

База простого сигнала равна .

Сложные сигналы. Задача сложных сигналов, при той же исходной длительности сигнала τ сформировать узкую КФ, не снижая энергии сигнала. Информационный импульс длительностью τ разбивают на ряд импульсов одинаковой или разной длительностью (рис. 2.7,а).

Теперь ширина спектра (рис. 2.7,б) такого сигнала будет определяться самым коротким импульсом , а корреляционная функция (рис. 2.7,в) будет лежать в пределах от — до .

Полоса частот, где заключено 90% сигнала равна (рис. 2.7,б):

Поскольку энергия по отношению к простому сигналу не изменилась то корреляционная функция (рис. 2.7,в), для сохранения своей площади по отношению к простому сигналу будет лежать выше сложного сигнала.

В свою очередь База сложного сигнала будет равна

В большинстве случаев большой интерес представляют сигналы с Базой сигнала равной

Выражение () определяет собой широкополосный шумоподобный сигнал (ШШС). У такого сигнала структура его приближается к белому шуму, а корреляционная функция стремиться к дельта функции, т.е стремиться в бесконечность.

В качестве сложных сигналов могут выступать коды Баркера и сигналы линейной частотной модуляции (ЛЧМ).

Линейные частотно-модулированные сигналы (ЛЧМ).Исходный сигнал остается той же длительности, но внутри него происходит линейное нарастание частоты с девиацией (рис.2.8). Этот ЛЧМ сигнал уже сложный . Длительность сигнала τ=const, следовательно, его энергия остается постоянной. Изменяя , можно варьировать базой и сделать ее такой большой, что спектр сигнала будет близок к спектру белого шума, а его КФ будет стремиться к — функции.

Читайте также:

  1. Более сложные элементы ER-модели
  2. ВЫСКАЗЫВАНИЯ-ПРОСТЫЕ И СОСТАВНЫЕ. ЛОГИЧЕСКИЕ СВЯЗКИ.
  3. Гормоны – простые белки
  4. Государственное устройство. Монархия и республика. Сложные формы
  5. Длящиеся, продолжаемые и составные (сложные) преступления.
  6. Задачи к § 6. Сложные силлогизмы и сориты
  7. Затраты основные и накладные, простые и комплексные, прямые и косвенные, производительные и непроизводительные
  8. Именные реактивы и сложные растворы
  9. Как правило, сложные белки классифицируют по небелковому компоненту.
  10. Локк о формировании идей в человеческом сознании. Простые, сложные, абстрактные идеи. Роль воображения.
Рис.2.8 Рис.2.9

Линейный частотно-модулированный сигнал можно представить в виде

Ширина КФ определяется величиной (рис.2.9).

Прием ЛЧМ сигналов осуществляется на согласованный фильтр (СФ), на выходе которого имеется решающее устройство (РУ) (рис.2.10).

Согласованный фильтр представляет собой дисперсионную линию задержки с отводами на общий сумматор. Причем, учитывая разную скорость распространения различных гармонических колебаний, задержки отводов СФ выбраны так, чтобы по окончании импульса ЛЧМ все сигналы (гармоники) сложились бы одновременно в фазе. Это называется балансом фаз.

В результате такого одновременного сложения гармоник происходит сжатие сигнала. Коэффициентом сжатия находиться из выражения

где τ – длительность передаваемого сигнала;

— длительность сигнала на выходе СФ, которая обратно пропорциональна девиации частоты .

Чем больше коэффициент сжатия, тем уже пик КФ и тем выше разрешающая способность и помехоустойчивость системы. Кроме того, при большой базе можно увеличивать длительность сигнала и тем самым повышать его энергию, т.к. . Недостатком ЛЧМ сигналов является достаточно большой уровень боковых лепестков КФ.

Сигналы Баркера.Баркер предложил коды, которые обладают таким свойством, что боковые лепестки КФ уменьшаются по закону 1/n, где n — значность кода. Правда, исследования показали, что значность кода может быть только такой:n = 2, 3, 4, 5, 7, 11, 13.

Код Баркера состоит из определенного количества импульсов равной длительности. При этом, чем больше элементов n, тем короче импульс , тем шире спектр, а, значит, и уже КФ. Далее осуществляют фазовое кодирование, при котором осуществляется скачок фазы при переходе от 1 к и обратно на 180 0 . При любом значении n распределение единиц и нулей может быть произвольным (рис.2.11). На рис.2.12 приведена КФ для n = 3,7,13.

Основание КФ прямоугольного импульса длительностью в 2 раза больше, т.к. эта КФ представляет собой равнобедренный треугольник с основанием . База сигналов, построенных по коду Баркера равна , а ширина спектра .

Если принять величину центрального пика КФ R(0)=1, то для выбранного значения n уровень боковых лепестков будет в n раз меньше (рис.2.12).

Прием сигналов Баркера осуществляется на СФ в виде дисперсионной линии задержки. Здесь так же сигналы складываются в фазе с приходом последней гармонической составляющей. В результате происходит сжатие принимаемого сигнала, энергия его возрастает в n раз в пределах сжатого сигнала, а боковые лепестки в n раз уменьшаются.

Коды Баркера позволяют не только увеличить разрешающую способность, но и увеличить помехоустойчивость и скрытность передачи, т.к. сигнал по своей структуре близок к ШШС.

Выводы: переход от простых к сложным сигналам позволяют обострить корреляционную функцию , а это значит, что можно существенно улучшить различение, разрешение и распознавания цели.

Как видно из рис. 2.13 зондирующий сигнал надо брать с острыми корреляционными функциями (сложные сигналы), так как легче произвести различие, разрешение, измерение и т.д.

Вот почему выгоднее брать сигналы не простые, а сложные.

Дата добавления: 2015-04-16 ; просмотров: 495 ; Нарушение авторских прав

Сигналы Баркера

Изобретение относится к системам с кодовым разделением каналов или с использованием сигналов с расширенным спектром.

Известны двоичные сигналы Баркера (Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: учебник. — М.: Высш. школа, 1983. — С.96), которые также называют «коды Баркера», «двоичные последовательности Баркера» и «канонические последовательности Баркера». Эти сигналы обладают уникальной автокорреляционной функцией, обеспечивающей наивысшую помехоустойчивость при их обнаружении в условиях помех. Таких сигналов восемь и самый длинный из них содержит 13 двоичных разрядов. В условиях аномально мощных помех, например в системах автоматики и телемеханики электрифицированного железнодорожного транспорта, даже сигналы Баркера не обеспечивают требуемою высокую вероятность их обнаружения.

Известны девять сигналов Баркера-Волынской (Волынская А.В. Сигналы Баркера-Волынской // Технические и программные средства систем управления, контроля и измерения: Материалы 3-ей Российской конф. с международным участием. — М.: Институт проблем управления имени В.А. Трапезникова РАН, 2012. — С.649-655). Эти сигналы получены путем комбинирования по определенным правилам канонических сигналов Баркера. Однако неизвестно техническое решение устройства для получения этих новых сигналов.

Известен формирователь одиннадцатиэлементного сигнала Баркера (Лабораторный практикум по курсу «Радиотехнические цепи и сигналы»: Учеб. пособие для техн. вузов / Бавыкина В.В., Камсков В.Ф., Кащеев Б.Л. и др. — М.: Высш. шк., 1985. — С.159). Однако данное техническое решение не позволяет получить более сложные сигналы Баркера-Волынской.

Цель изобретения — совершенствование схемы формирователя для получения любого из девяти новых сигналов Баркера-Волынской.

Указанная цель достигается тем, что в схему известного формирователя одиннадцатиэлементного сигнала Баркера вводят трех- и семиэлементные формирователи сигналов Баркера, делители частоты на три, семь и одиннадцать, сумматор по «модулю два» и систему переключателей.

Сущность изобретения состоит в том, что введены второй формирователь одиннадцатиэлементного сигнала Баркера, первый и второй формирователи трехэлементного сигнала Баркера, первый и второй формирователи семиэлементного сигнала Баркера, тактовый генератор, делитель частоты на три, делитель частоты на семь, делитель частоты на одиннадцать, сумматор по «модулю два», инвертор, первый переключатель, второй двухсекционный переключатель, третий переключатель, причем выходы первых формирователей сигналов Баркера соединены с входными клеммами первого переключателя, выходная клемма которого соединена с первым входом сумматора по «модулю два», выходы вторых формирователей сигналов Баркера соединены с входными клеммами первой секции второго двухсекционного переключателя, выходная клемма которой соединена со вторым входом сумматора по «модулю два», выход сумматора по «модулю два» соединен с первой входной клеммой третьего переключателя и с входом инвертора, выход которого соединен со второй входной клеммой третьего переключателя, выход тактового генератора соединен с тактовыми входами первых формирователей сигналов Баркера и с входами делителей частоты, выходы которых соединены с входными клеммами второй секции второго двухсекционного переключателя, выходная клемма которого соединена с тактовыми входами вторых формирователей сигналов Баркера, а выходная клемма третьего переключателя является выходом генератора сигналов Баркера-Волынской, с которой сигнал поступает в канал связи.

На фиг.1 приведена схема формирователя одиннадцатиэлементного сигнала Баркера, содержащего генератор одиночного импульса 1, цифровую линию задержки 2 с отводами, блок весовых коэффициентов 3, сумматор 4.

Формирователь (фиг.1) работает следующим образом. Одиночный импульс, соответствующий логической единице, с выхода генератора одиночного импульса 1 продвигается по цифровой линии задержки 2, выполненной в виде регистра сдвига, слева-направо. Логическая единица с выходов регистра поочередно поступает на сумматор 4 через блок весовых коэффициентов 3, установленных в соответствии с канонической последовательностью Баркера «1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 0». Таким образом, на выходе сумматора 4 формируется канонический одиннадцатиэлементный сигнал Баркера.

На фиг.2 для примера приведена последовательность Баркера-Волынской «три-семь», где 1 1 0 — материнская последовательность, а 1 1 1 0 0 1 0 — дочерняя последовательность.

На фиг.3 приведена схема генератора сигналов Баркера-Волынской, включающая быстрый 5 (дочерний) и медленный 6 (материнский) формирователи трехэлементного сигнала Баркера, быстрый 7 и медленный 8 формирователи семиэлементного сигнала Баркера, быстрый 9 и медленный 10 формирователи одинадцатиэлементного сигнала Баркера, генератор 11 тактовых импульсов, делитель частоты на три 12, делитель частоты на семь 13, делитель частоты на одиннадцать 14, сумматор по «модулю два» 15, инвертор 16, первый переключатель 17, второй двухсекционный переключатель 18, третий переключатель 19.

Генератор сигналов Баркера-Волынской работает следующим образом. Формирователи 5, 7 и 9 вырабатывают дочерние-быстрые сигналы Баркера с частотой тактовых импульсов, поступающих с выхода тактового генератора 11. Формирователи 6, 8 и 10 вырабатывают материнские-медленные сигналы Баркера с частотой тактовых импульсов, соответственно в три, семь, одиннадцать раз меньшей поступающих через нижнюю (по схеме) секцию двухсекционного переключателя 18 с выходов делителей частоты 12, 13 и 14.

Дочерний-быстрый сигнал Баркера через переключатель 17 поступает на первый вход сумматора по «модулю два» 15, а материнский-медленный сигнал Баркера через верхнюю (по схеме) секцию двухсекционного переключателя 18 поступает на второй вход сумматора по «модулю два» 15. Логика работы сумматора по «модулю два» 15 такова, что если на одном входе «логический ноль», то для другого входа он работает как повторитель, но, если на одном входе «логическая единица», то для другого входа он работает как инвертор. Поэтому на выходе сумматора по «модулю два» 15 дочерний-быстрый сигнал Баркера будет прямой или инверсный в зависимости от того, какой элемент материнского-медленного сигнала на входе. В результате на выходе сумматора «по модулю два» 15 получается один из девяти новых сигналов Баркера-Волынской. Этот сигнал может быть, в свою очередь, инвертирован инвертором 16 и подан на выход генератора сигналов Баркера-Волынской через переключатель 19. Таким образом можно получить девять сигналов Баркера-Волынской и девять инверсных сигналов Баркера-Волынской.

Например, для получения нового сигнала «три-семь» Баркера-Волынской следует установить переключатель 17 в среднее положение, а переключатель 18 в верхнее положение. При этом на первый вход сумматора по «модулю два» 15 периодически поступает быстрый семиэлементный сигнал Баркера, а на второй его вход — медленный трехэлементный сигнал. На выходе будет получен новый 21 — элементный сигнал «три-семь» Баркера-Волынской (фиг.2).

Таким образом, предлагаемая схема генератора сигналов Баркера-Волынской позволяет получать новые более сложные, нежели сигналы Баркера, сигналы, обладающие значительно большей помехоустойчивостью.

Генератор сигналов Баркера-Волынской, включающий формирователь одиннадцатиэлементного сигнала Баркера, отличающийся тем, что введены второй формирователь одиннадцатиэлементного сигнала Баркера, первый и второй формирователи трехэлементного сигнала Баркера, первый и второй формирователи семиэлементного сигнала Баркера, тактовый генератор, делитель частоты на три, делитель частоты на семь, делитель частоты на одиннадцать, сумматор по «модулю два», инвертор, первый переключатель, второй двухсекционный переключатель, третий переключатель, причем выходы первых формирователей сигналов Баркера соединены с входными клеммами первого переключателя, выходная клемма которого соединена с первым входом сумматора по «модулю два», выходы вторых формирователей сигналов Баркера соединены с входными клеммами первой секции второго двухсекционного переключателя, выходная клемма которой соединена со вторым входом сумматора по «модулю два», выход сумматора по «модулю два» соединен с первой входной клеммой третьего переключателя и с входом инвертора, выход которого соединен со второй входной клеммой третьего переключателя, выход тактового генератора соединен с тактовыми входами первых формирователей сигналов Баркера и с входами делителей частоты, выходы которых соединены с входными клеммами второй секции второго двухсекционного переключателя, выходная клемма которого соединена с тактовыми входами вторых формирователей сигнала Баркера, а выходная клемма третьего переключателя является выходом генератора сигналов Баркера-Волынской, с которой сигнал поступает в канал связи.

Почему в коде баркера всего 13. Беспроводные сети — как это работает

Кодовая последовательность сигнала Баркера состоит из символов и характеризуется АКФ вида

Знак последней строке (3.28) зависит от величины

В табл. 3.2 приведены известные кодовые последовательности Баркера. В последнем столбце таблицы приведен уровень боковых пиков автокорреляционной функции (1).

Таблица 3.2. Кодовые последовательности Баркера и АКФ

Комплексные огибающие сигнала Баркера для и его АКФ изображены на рис. 3.4, а АКФ сигнала Баркера для — на рис. 3.6 .

Кодовые последовательности, обладающие свойством (3.28), для не найдены.

Рис. 3.6. АКФ сигналов Баркера с

Рис. 3.7. Амплитудный и фазовый спектры кодовых последовательностей Баркера с и 13

Спектр кодовой последовательности. Амплитудный спектр кодовой последовательности может быть найден непосредственно из выражения (3.10). Энергетичеокий спектр кодовой последовательности Баркера при описывается выражением

где На рис. 3.7, а изображены зависимости

рассчитанные по формулам (3.29), (3.30) для Из рисунка видно, что амплитудные спектры при имеют или провал, или пик. Фазовые спектры для сигналов Баркера были рассчитаны численно и изображены на рис. для тех же что и амплитудные спектры.

На рис. 3.8 изображены амплитудные спектры сигналов Баркера с и 13, построенные согласно формуле (3.8), т. е. при перемножении спектра одиночного импульса (3.6) на спектр кодовой последовательности (3.29) или (3.30) .

Тело неопределенности. На рис. 3.9 и 3.10 изображены для построенные в соответствии с формулой (2.23) при

Дискретные значения полученные для соединены прямыми линиями. Как видно из рис. 3.9, 3.10, основной пик тела неопределенности окружен довольно большими боковыми пиками. Вдоль оси боковые пики не изображены, так как при выбранном смещении частоты (3.31) сечения проходят через нули сечения Для максимальное значение бокового пика равно для максимальное значение бокового пика — . Наличие относительно больших боковых пиков на плоскости представляется естественным, так как сигналы Баркера (см. табл. 3.2) похожи на сигнал с линейной частотной модуляцией сигнал): чем больше

Рис. 3.8. Амплитудные спектры сигналов Баркера с

Рис. 3.9. Тело неопределенности сигнала Баркера с

Рис. 3.10. Тело неопределенности сигнала Баркера с

время (аргумент сигнала), тем чаще происходит смена знаков импульсов. Однако боковые пики сигналов Баркера меньше, чем в случае ЛЧМ сигнала. Объясняется это свойством фазоманипулированных сигналов: если есть один боковой пик определенной величины, то таких пиков на плоскости должно быть по крайней мере четыре вследствие симметрии тела неопределенности относительно осей

Формирование и обработка сигналов Баркера. Формирование сигналов Баркера может осуществляться несколькими способами, так же, как и произвольного ФМ сигнала. Общие методы формирования и обработки ФМ сигналов будут подробно рассмотрены в гл. 21, 22. Поскольку сигналы Баркера были первыми ШПС, причем с наилучшими АКФ, рассмотрим кратко один из возможных способов формирования и обработки сигналов Баркера.

На рис. 3.11 изображен генератор сигнала Баркера с Генератор синхроимпульсов (ГСИ) формирует узкие прямоугольные синхроимпульсы (рис. 3.12, а), период следования которых равен длительности сигнала Баркера длительность одиночного (единичного) прямоугольного импульса.

Рис. 3.11. Генератор сигнала Баркера с

Рис. 3.12. Временные диаграммы процесса формирования сигнала Баркера с

Генератор синхроимпульсов запускает генератор одиночных импульсов (ГОИ), который в свою очередь формирует одиночные прямоугольные импульсы длительностью то и периодом Т (рис. 3.12, б). Одиночные прямоугольные импульсы поступают на вход многоотводной линии задержки (МЛЗ), которая имеет секций с отводами через интервалы времени, равные то. Число отводов, включая начало линии, равно 7. Так как кодовая последовательность Баркера с имеет вид то импульсы с первого, второго, третьего и шестого отводов (счет ведется от начала линии) поступают на вход сумматора непосредственно, а импульсы с четвертого, пятого и седьмого отводов поступают «а вход сумматора через инверторы (ИН), которые превращают положительные одиночные импульсы в отрицательные, т. е. осуществляют изменение фазы на . Поэтому инверторы называются также фазовращателями. На выходе сумматора имеет место видеосигнал Баркера (рис. 3.12, в), который затем поступает на один вход балансного


модулятора (БМ), на другой вход которого подается радиочастотное колебание (рис. 3.12, г) на несущей частоте, формируемое генератором несущей частоты (ГНЧ). Балансный модулятор осуществляет фазовую манипуляцию радиочастотного колебания ГНЧ в соответствии с кодовой последовательностью Баркера: видеоимпульсу с амплитудой 1 соответствует радиоимпульс с фазой

О, а видеоимпульсу с амплитудой -1 — радиоимпульс с фазой Таким образом, на выходе балансного модулятора имеет место радиочастотный сигнал Баркера (рис. 3.12, д). Следует отметить, что в генераторе сигнала Баркера многоотводная линия задержки (рис. 3.11) является видеочастотной.

Оптимальная обработка сигналов Баркера так же, как и других ШПС, производится либо с помощью согласованных фильтров, либо с помощью корреляторов. Возможно несколько способов построения согласованных фильтров и корреляторов, отличающихся друг от друга в техническом выполнении, но обеспечивающих одно и то же максимальное отношение сигнал-помеха на выходе. На рис. 3.13 приведена схема согласованного фильтра для сигнала Баркера с N = 7.

Рис. 3.13. Согласованный фильтр сигнала Баркера с

С выхода усилителя промежуточной частоты приемника (на схеме рис. 3.13 приемник не показан) сигнал поступает на согласованный фильтр одиночного импульса (СФОИ), который производит оптимальную Обработку (фильтрацию) одиночного прямоугольного радиоимпульса с центральной частотой, равной промежуточной частоте приемника. На выходе СФОИ радиоимпульс имеет треугольную огибающую (ом. рис. 2.8). Треугольные радиоимпульсы с длительностью по основанию то поступают на МЛЗ, которая имеет 6 секций и 7 отводов (включая начало линии). Отводы следуют через то. Так как импульсная характеристика согласованного фильтра совпадает с зеркально отраженным сигналом, то кодовую импульсную характеристику фильтра для сигнала Баркера с следует устанавливать в соответствии с последовательностью . Поэтому радиоимпульсы со второго, пятого, шестого и седьмого отводов МЛЗ поступают сумматор непосредственно, а радиоимпульсы с первого, третьего и четвертого отводов — через инверторы (ИН), которые меняют фазу на На выходе сумматора имеет место АКФ сигнала Баркера, огибающая которой приведена рис. 3.6.

Необходимо отметить, что при оптимальной обработке радиочастотного сигнала Баркера все элементы схемы рис. 3.13 являются

радиочастотными, т. е. СФОИ, MЛ3, ИН и сумматор должны работать на промежуточной частоте и иметь необходимую полосу пропускания, которая определяется шириной спектра сигнала Баркера.

Если сигналы Баркера используются в электросвязи, т. е. их передача осуществляется по широкополосному кабелю, то в схеме генератора, изображенной на рис. 3.11, нет необходимости в ГНЧ и БМ, а все элементы схемы согласованного фильтра (рис. 3.13) являются видеочастотными, в том числе и МЛЗ.

В статье описываются основные виды кодовых последовательностей, применяющиеся в современных системах связи и навигации. Приводимые параметры рассматриваются с научной и практической точек зрения, со ссылками на современные исследования в этой области.

Выбор псевдослучайной кодовой последовательности в радиотехнической системе передачи информации очень важен, поскольку от ее параметров зависит усиление обработки системы, ее помехоустойчивость, чувствительность. При одной и той же длине кодовой последовательности, параметры системы могут быть различны.

Системы, использующие сложные шумоподобные сигналы, применяются уже более 50 лет. Известные достоинства шумоподобных сигналов, такие как высокая помехозащищенность по отношению к узкополосным помехам большой мощности, возможность разделения абонентов по кодовому признаку, скрытность передачи, высокая устойчивость к многолучевому распространению и даже высокая разрешающая способность при радиолокационных и навигационных измерениях, предопределили их использование в различных системах связи и определения местоположения.

За счет каких параметров шумоподобных сигналов их применение обладает рядом чудесных свойств и можно ли их улучшить?

Характеристики шумоподобных сигналов

Важным параметром системы, использующей шумоподобные сигналы, является выигрыш при обработке (processing gain). Выигрыш при обработке (ВО) показывает степень улучшения отношения сигнал/шум при преобразовании полученного приемником шумоподобного сигнала в требуемый информационный сигнал. Эта процедура получила название сжатия или дераспределения (despreading). Согласно классическому определению, ВО равен:

ВО = 10 Lg [С к /С и ], где

С к – частота следования чипов псевдослучайной последовательности, чип/секунду.

С и – скорость передачи информации, бит/секунду.

По этому определению система, которая имеет скорость передачи информации 1 Мбит/секунду и частоту следования чипов 11 Мчип/секунду (это означает, что каждый бит информации кодируется псевдослучайной последовательностью из 11 битов), будет иметь ВО, равный 10,41 дБ. Этот результат означает, что работоспособность системы передачи информации сохранится с тем же коэффициентом BER, если полезный сигнал на входе уменьшится на 10,41 дБ.

В обычных коммерческих шумоподобных радиомодемах, таких как Arlan, Wavelan, и им подобных, наибольшее значение зачастую уделяется скорости передачи информации, а не скрытности или помехоустойчивости. Поскольку инструкциями федеральной комиссии по связи в США (FCC) для таких устройств предусмотрено минимальное значение ВО 10 дБ, а также выделена минимально допустимая ширина полосы частот одного канала (что накладывает ограничения на максимальную частоту следования чипов С к), то длина псевдослучайной кодовой последовательности должна быть не менее 11 чипов на бит. Если, увеличить длину кодовой последовательности до 64 чипов на бит (это максимально возможная длина для широкоизвестного процессора ШПС Z87200 фирмы Zilog), то при той же частоте следования чипов 11 Мчип/секунду, выигрыш при обработке будет 10Lg (64) = 18,06 дБ, скорость передачи информации при этом уменьшится в 64/11 = 5,8 раза.

Чтобы быть использованными в ШПС системе, кодовые последовательности должны обладать определенными математическими и другими свойствами, основными из которых являются очень хорошие автокорреляционные и взаимокорреляционные свойства. Кроме того, кодовая последовательность должна быть хорошо сбалансирована, то есть число единиц и нулей в ней должно отличаться не более чем на один символ. Последнее требование важно для исключения постоянной составляющей информационного сигнала.

DSSS приемник сравнивает полученную кодовую последовательность с точной ее копией, хранящейся в памяти. Когда он обнаруживает корреляцию между ними, то переходит в режим приема информации, устанавливает синхронизацию и начинает операцию декодирования полезной информации. Любые частичные корреляции могут привести к ложному срабатыванию и нарушению работы приемника, вот почему кодовая последовательность должна обладать хорошими корреляционными свойствами. Рассмотрим понятие корреляции более подробно.

Автокорреляционная и взаимокорреляционная функция

Корреляционные свойства кодовых последовательностей, используемых в ШПС системах, зависят от типа кодовой последовательности, ее длины, частоты следования ее символов и от ее посимвольной структуры.(1).

В общем виде автокорреляционная функция (АКФ) определяется интегралом:

и показывает связь сигнала с копией самого себя, смещенного во времени на величину τ. Изучение АКФ играет важную роль при выборе кодовых последовательностей с точки зрения наименьшей вероятности установления ложной синхронизации.

Взаимокорреляционная функция (ВКФ), с другой стороны, имеет большое значение для систем с кодовым разделением абонентов, таких как CDMA, и отличается от АКФ только тем, что под знаком интеграла стоят разные функции, а не одна и та же:

ФКВ показывает, таким образом, степень соответствия одной кодовой последовательности другой. Чтобы упростить понятия АКФ и ВКФ можно представить значение той или иной функции как разность между числом совпадений А и несовпадений Б символов кодовых последовательностей при их посимвольном сравнении. Для иллюстрации этого примера, рассмотрим автокорреляционную функцию кодовой последовательности Баркера длиной 11 чипов, имеющей следующий вид:

1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 0

Посимвольное сравнение этой последовательности с ее же копией сведем в таблицу.

Число совпадений А

Число несовпадений Б

Графическое изображение АКФ данной последовательности Баркера показано на рисунке:

Такую АКФ можно назвать идеальной, поскольку на ней отсутствуют боковые пики, которые могли бы способствовать ложному обнаружению сигнала.

В качестве негативного примера можно рассмотреть любую произвольную кодовую последовательность, например:

1 1 1 0 0 0 1 1 1 0 0

Проведя соответствующие предыдущему примеру вычисления, получим следующее графическое изображение автокорреляционной функции, показанное на рисунке:

Боковые пики величиной 7 и 3 единиц могут привести к ложному срабатыванию системы в случае применения такой последовательности для распределения сигнала.

Для высокоскоростных ШПС систем, предназначенных для передачи информации, но не для кодового разделения абонентов, обычно используются коды Баркера, обладающие хорошими автокорреляционными свойствами. С помощью компьютерного моделирования были найдены так называемые коды Уилларда (2), которые при той же длине, что и коды Баркера, обладают иногда лучшими корреляционными свойствами. Кодовые последовательности Баркера, имеющие длину более 13 символов, неизвестны, поэтому для получения большего ВО, большей помехоустойчивости, а также для кодового разделения абонентов, используют последовательности большей длины, значительную часть которых образуют М-последовательности.

Одним из самых известных фазоманипулированных сигналов являются сигналы, кодовые последовательности которых являются последовательностями максимальной длины или М-последовательности. Для построения М-последовательностей обычно используют регистры сдвига или элементы задержки заданной длины. Длина М-последовательности равна 2 N -1, где N – число разрядов регистра сдвига. Различные варианты подключения выходов разрядов к цепи обратной связи дают некоторый набор последовательностей.

АКФ М-последовательности равна –1 для всех значений задержки, кроме области 0±1, где ее значение меняется от –1 до значения 2 N -1. Кроме того, М-последовательности обладают еще одним интересным свойством: в каждой последовательности единиц на одну больше, чем нулей. Способам формирования и характеристикам М-последовательностей посвящено много литературы, поэтому мы не будем останавливаться на этом подробно.

Для исследования возможностей нового комплекта микросхем PRISM TM фирмой Harris Semiconductor было проведено практическое исследование коротких М-последовательностей и кодов Баркера с целью нахождения оптимальных из них с точки зрения автокорреляционной функции (3).

В рамках этого исследования была проанализирована М-последовательность длиной 15 и имеющая вид:

111 1000 1001 1010

Как выяснилось, она обладает худшими автокорреляционными свойствами, чем последовательность Баркера длиной 13 символов следующего вида:

1 1111 0011 0101

Практический вид АКФ М-последовательности показан на рисунке:

Для сравнения, АКФ кодовой последовательности Баркера длиной 13:

Сверху на фотографии показан синхроимпульс осциллографа. Как видно из фотографий, М-последовательность имеет несколько больших боковых пиков, которые могут значительно ухудшить приемные качества ШПС системы, а иногда может привести к ложному обнаружению сигнала.

Как оказалось в процессе дальнейших исследований, если к 13 символьной кодовой последовательности Баркера добавить два нуля, то АКФ полученной последовательности

001 1111 0011 0101

будет значительно лучше, чем описанная АКФ М-последовательности, состоящей также из 15 символов. АКФ вновь полученной последовательности:

Короткие М-последовательности таким образом значительно уступают последовательностям Баркера по автокорреляционным свойствам, несмотря на лучший баланс нулей и единиц.

Из наиболее известных систем, использующих М-последовательности, можно назвать подвижную систему связи с кодовым разделением абонентов CDMA и систему глобальной навигации GPS. В системе CDMA используются три кодовых последовательности. Первая из них, используемая для синхронизации работы всего оборудования, обладает переменной длиной N ≈ (32÷131)10 3 символов. Вторая М-последовательность обладает максимальной длиной N=2 42 -1 и используется для идентификации абонентских станций со стороны базовой станции. Третья последовательность используется для передачи полезной информации между базовой и абонентской станциями и представляет собой одну из последовательностей Уолша. Последовательности Уолша (в качестве них выступают строки или столбцы матрицы Адамара) обладают свойством ортогональности по отношению друг к другу. С математической точки зрения ортогональность означает, что при отсутствии временного сдвига между последовательностями Уолша, их скалярное произведение равно нулю. С точки зрения радиотехнической, это позволяет устранить взаимные помехи при передаче информации от базовой станции к нескольким абонентским и тем самым резко повысить пропускную способность системы связи (5). Данное преимущество ортогональности имеем место только в случае точной синхронизации передачи последовательностей всем абонентам. Точная синхронизация базовых и абонентских станций CDMA осуществляется главным образом с помощью глобальной навигационной системы GPS. Кроме последовательностей Уолша в системах связи используются другие ортогональные последовательности: последовательности Диджилок и Стиффлера.

Кроме М-последовательностей как таковых в системах связи нашли применения составные кодовые последовательности, представляющие собой комбинации М-последовательностей и обладающие некоторыми специфическими свойствами. Наиболее известными и применяемыми из них являются последовательности Гоулда. Кодовые последовательности Гоулда формируются с помощью простого генератора последовательностей на основе двух регистров сдвига одинаковой разрядности и обладают по отношению к М-последовательностям двумя достоинствами. Во-первых, генератор кодовых последовательностей, построенный на основе двух регистров сдвига длиной N каждый, может генерировать кроме двух исходных М-последовательностей еще N последовательностей длиной 2 N -1, то есть значительно расширяется число генерируемых кодовых последовательностей. Во-вторых, коды Гоулда могут быть выбраны так, что ВКФ для всех получаемых от одного генератора кодовых последовательностей будет одинаковой, а величина ее боковых пиков ограничена. Для М-последовательностей нельзя гарантировать, что боковые пики ВКФ не будут превосходить определенную заданную величину. Кодовые последовательности Гоулда применяются в глобальных системах навигации, например в GPS. Так называемый “грубый” код (C/A – clear/acquisition) использует последовательность Гоулда длиной 1023 символа, передающуюся с тактовой частотой 1,023 МГц. Точный же код (P — precision), доступ к которому имеют военные и специальные службы, использует сверхдлинную составную последовательность с периодом повторения 267 дней и тактовой частотой 10,23 МГц. Кроме составных последовательностей Гоулда наиболее часто применяются последовательности Касами.

Упоминаемые в настоящей статье М-последовательности, последовательности Гоулда, Касами относятся к последовательностям, имеющим линейный алгоритм формирования. Основным недостатком таких последовательностей является их предсказуемость и связанная с ней недостаточная скрытность передачи. Нелинейные последовательности более непредсказуемы.

В последнее время появился ряд публикаций о генерации шумоподобных сигналов с помощью явления динамического хаоса (4). Явление динамического хаоса состоит в том, что движение детерминированной динамической системы при определенных условиях имеет все свойства широкополосного хаотического процесса. При этом принципиальной особенностью алгоритмов, описывающих это явление, является их нелинейность, а особенностью генерируемого временного процесса – его непериодичность. Это открывает возможности поиска нового класса случайных последовательностей для применения в радиотехнических системах различного назначения: широкополосных хаотических сигналов ШХС, которые в большей мере соответствуют требованиям, предъявляемым к псевдослучайным последовательностям.

Мобильные системы третьего поколения, разрабатываемые уже сейчас в рамках международных европейских программ, будут использовать широкополосные сигналы, формируемые псевдослучайными последовательностями. В частности, базовым стандартом для UMTS – Universal Mobile Telecommunications System, был выбран WCDMA или широкополосный CDMA, разработанный компанией Ericsson. Известно более двадцати проектов, объединяющих в той или иной степени все развитые телекоммуникационные фирмы и ведущие университеты мира, которые с разных сторон пытаются подойти к решению проблемы глобальных мировых коммуникаций будущего (6).

В далеком будущем, очевидно, каждый житель нашей планеты будет обладать собственным терминалом, имеющим небольшие размеры и предоставляющим своему владельцу все доступные виды коммуникаций – от видеотелефона до выхода в глобальную мировую информационную систему.

И существуют большая вероятность, что в таких системах будет применяться кодовое разделение абонентов с использованием псевдослучайных последовательностей.

  1. Р.К.Диксон, Широкополосные системы: пер. с англ./Под ред. В.И.Журавлева.- М., Связь, 1979 .-304 с.
  2. John Fakatselis, Madjid A.Belkerdid, Processing Gain for Direct Sequence Spread Spectrum Communication Systems and PRISM TM . Application Note 9633, Harris Semiconductor, August 1996.
  3. Carl Andren, Short PN sequences for Direct Sequence Spread Spectrum Radios. Harris Semiconductor, Palm Bay, Florida. 4/11/97.
  4. В.Я.Кислов и др., Корреляционные свойства шумоподобных сигналов, генерируемых системами с динамическим хаосом. Fg Радиотехника и электроника, 1997, том 42, № 11, с.1341-1349.
  5. Н.И.Смирнов, С.Ф.Горгадзе, Синхронное кодовое разделение абонентских станций: перспективное поколение персональных систем связи. Технологии и средства связи. № 4, 1998.
  6. Ю.М.Горностаев. Мобильные системы 3-го поколения. Москва, МЦНТИ. 1998.

Малыгин Иван Владимирович

Страница 4 из 13

Физический уровень протокола 802.11b/b+

Протокол IEEE 802.11b, принятый в июле 1999 года, является своего рода расширением базового протокола 802.11 и кроме скоростей 1 и 2 Мбит/с предусматривает скорости 5,5 и 11 Мбит/с. Для работы на скоростях 1 и 2 Мбит/с используются технология уширения спектра с использованием кодов Баркера, а для скоростей 5,5 и 11 Мбит/с используются так называемые комплементарные коды (Complementary Code Keying, CCK).

CCK-последовательности

Комплементарные коды или CCK-последовательности обладают тем свойством, что сумма их автокорреляционных функций для любого циклического сдвига, отличного от нуля, всегда равна нулю.

В стандарте IEEE 802.11b речь идет о комплексных комплементарных 8-чиповых последовательностях, определенных на множестве комплексных элементов.

Тут стоит сделать небольшое лирическое отступление, дабы не оттолкнуть читателя сложностью используемого математического аппарата. Математика комплексных чисел может вызывать массу негативных воспоминаний, ассоциируясь с чем-то уж совсем абстрактным. Но в данном случае все достаточно просто. Комплексное представление сигнала — это лишь удобный математический аппарат для представления модулированного по фазе сигнала.

Используя множество комплексных элементов <1, -1, j, -j>можно сформировать восемь одинаковых по модулю, но отличающихся по фазе комплексных чисел. То есть, элементы 8-чиповой CCK-последовательности могут принимать одно из следующих восьми значений: 1, -1, j, -j, 1+j, 1-j, -1+j, -1-j. Основное отличие CCK-последовательностей от рассмотренных ранее кодов Баркера заключается в том, что существует не строго заданная последовательность, посредством которой можно было кодировать либо логический нуль, либо единицу, а целый набор последовательностей. Учитывая, что каждый элемент 8-сиповой последовательности может принимать одно из восьми значений в зависимости от значения фазы, ясно, что можно скомбинировать 8 8 =16777216 вариантов последовательностей, однако, не все они будут комплементарными. Но даже с учетом требования комплементарности можно сформировать достаточно большое число разных CCK-последовательностей. Это обстоятельство позволяет кодировать в одном передаваемом символе несколько информационных бит и тем самым повысить информационную скорость передачи.

Вообще говоря, использование CCK-кодов позволяет кодировать 8 бит на один символ при скорости 11 Мбит/с и 4 бит на символ при скорости 5,5 Мбит/с. При этом в обоих случаях символьная скорость передачи составляет 1,385×10 6 символов в секунду (11/8 = 5,5/4 = 1,385), а учитывая, что каждый символ задается 8-чиповой последовательностью, получаем, что в обоих случаях скорость следования отдельных чипов составляет 11×10 6 чипов в секунду. Соответственно, и ширина спектра сигнала как при скорости 11 Мбит/с и 5,5 Мбит/с составляет 22 МГц.

Рассматривая возможные скорости передачи 5,5 и 11 Мбит/с в протоколе 802.11b, мы до сих пор оставляли без внимания вопрос, зачем нужна скорость 5,5 Мбит/с, если использование CCK-последовательностей позволяет передавать данные на скорости 11 Мбит/с. Теоретически это действительно так, но только если не учитывать при этом помеховой обстановки. В реальных условиях зашумленность каналов передачи и соответственно соотношение уровней шума и сигнала может оказаться таковым, что передача на высокой информационной скорости, то есть когда в одном символе кодируется множество информационных бит, может оказаться невозможной по причине их ошибочного распознавания. Не вдаваясь в математические детали, отметим лишь, что чем выше зашумленность каналов связи, тем меньше информационная скорость передачи. При этом важно, что приемник и передатчик правильно анализировали помеховую обстановку и выбирали приемлемую скорость передачи.

Автокорреляционная функция (АКФ)

АКФ ФМ сигналов имеет вид типичный для всех типов ШПС. Нормированная АКФ состоит из центрального (основного) типа с амплитудой 1, размещенного на интервале (-t, t) и боковых (фоновых) максимумов, распределенных на интервале (-T, t) и (t, T).

Амплитуды боковых типов принимают различные значения, но у сигналов с “хорошей” корреляцией они малы, т.е. существенно меньше амплитуды центрального пика. Отношение амплитуды центрального пика (в данном случае 1) к максимальной амплитуде боковых максимумов называют коэффициентом подавления К. Для произвольных ШПС с базой В

Для ФМ ШПС К»1 . Пример АКФ ШПС дан на рисунке 9. Величина К существенно зависит от вида кодовой последовательности А. При правильном выборе закона формирования А можно добиться максимального подавления, а в ряде случаев – равенства амплитуд всех боковых максимумов.

Кодовая последовательность сигнала Баркера состоит из символов ±1 и характеризуется нормированной АКФ вида:

где l = 0, 1, . (N-1)/2.

Знак в последней строчке зависит от величины N. На рисунках 8-9 показаны ФМ сигнал, его комплексная огибающая и АКФ семизначного кода Баркера.

Из (18) следует, что одна из особенностей сигнала Баркера — равенство амплитуд всех (N-1) боковых максимумов АКФ, и все они имеют минимально возможный уровень, не превышающий 1/N. В таблице 1 приведены известные кодовые последовательности Баркера и их уровни боковых типов АКФ. Кодовые последовательности, обладающие свойствами (18), для N > 13 не найдены.

Рисунок 9 — АКФ семизначного кода Баркера

Таблица 1 Кодовые последовательности Баркера

Формирование и обработка сигналов Баркера Формирование сигналов Баркера может осуществляться несколькими способами, так же, как и произвольного ФМ сигнала. Поскольку сигналы Баркера были первыми ПШС, причем с наилучшими АКФ, рассмотрим кратко один из возможных способов формирования и обработки сигналов Баркера.

На рисунке 10 изображен генератор сигнала Баркера с N=7.Генератор синхроимпульсов (ГСИ) формирует узкие прямоугольные синхроимпульсы, период следования которых равен длительности сигнала Баркера Т=7τ 0 , а τ 0 — длительность одиночного (единичного) прямоугольного импульса. Генератор синхроимпульсов запускает генератор одиночных импульсов (ГОИ), который в свою очередь формирует одиночные прямоугольные импульсы длительностью τ 0 и периодом Т.Одиночные прямоугольные импульсы поступают на вход многоотводной линии задержки (МЛЗ), которая имеет N-1=6 секций с отводами через интервалы времени, равные τ 0 . Число отводов, включая начало линии, равно 7. Так как кодовая последовательность Баркера с N =7 имеет вид 111-1 -11 -1, то импульсы с первого, второго, третьего и шестого отводов (счет ведется от начала линии) поступают на вход сумматора (+) непосредственно, а импульсы с четвертого, пятого и седьмого отводов поступают на вход сумматора через инверторы (ИН), которые превращают положительные одиночные импульсы в отрицательные, т. е. осуществляют изменение фазы на π. Поэтому инверторы называются также фазовращателями. На выходе сумматора имеет место видеосигнал Баркера (рисунок 8б), который затем поступает на один вход балансного модулятора (БМ), на другой вход которого подается радиочастотное колебание на несущей частоте, формируемое генератором несущей частоты (ГНЧ). Балансный модулятор осуществляет фазовую манипуляцию радиочастотного колебания ГНЧ в соответствии с кодовой последовательностью Баркера: видеоимпульсу с амплитудой 1 соответствует радиоимпульс с фазой 0, а видеоимпульсу с амплитудой -1 — радиоимпульс с фазой π. Таким образом, на выходе балансного модулятора имеет место радиочастотный сигнал Баркера (рисунок 8а).

Рисунок 10 – Генератор сигнала Баркера с N = 7

Оптимальная обработка сигналов Баркера так же, как и других ШПС, производится либо с помощью согласованных фильтров, либо с помощью корреляторов. Возможно несколько способов построения согласованных фильтров и корреляторов, отличающихся друг от друга в техническом выполнении, но обеспечивающих одно и то же максимальное отношение сигнал-помеха на выходе. На рисунке 11 приведена схема согласованного фильтра для сигнала Баркера с N = 7.Свыхода усилителя промежуточной частоты приемника сигнал поступает на согласованный фильтр одиночного импульса (СФОИ), который производит оптимальную обработку (фильтрацию) одиночного прямоугольного радиоимпульса с центральной частотой, равной промежуточной частоте приемника. На выходе СФОИ радиоимпульс имеет треугольную огибающую. Треугольные радиоимпульсы с длительностью по основанию 2 τ 0 поступают на МЛЗ, которая имеет 6 секций и 7 отводов (включая начало линии). Отводы следуют через τ 0 . Так как импульсная характеристика согласованного фильтра совпадает с зеркально отраженным сигналом, то кодовую импульсную характеристику фильтра для сигнала Баркера с N=7следует устанавливать в соответствии с последовательностью -11-1-1111. Поэтому радиоимпульсы со второго, пятого, шестого и седьмого отводов МЛЗ поступают в сумматор (+) непосредственно, а радиоимпульсы с первого, третьего и четвертого отводов — через инверторы (ИН), которые меняют фазу на π. На выходе сумматора имеет место АКФ сигнала Баркера, огибающая которой приведена рисунке 9.

Рисунок 11 – Согласованный фильтр сигнала Баркера с N = 7

1.9 М – последовательности

Среди фазоманипулированных сигналов особое значение занимают сигналы, кодовые последовательности которых являются последовательностями максимальной длины или М -последовательностями.

М – последовательности принадлежат к разряду двоичных линейных рекуррентных последовательностей и представляют собой набор N периодически повторяющихся двоичных символов. Причем каждый текущий символ d j образуется в результате сложения по модулю 2 некоторого числа m предыдущих символов, одни из которых умножаются на 1, а другие – на 0.

Для j-го символа имеем:

d j = S a i d j — i = a 1 d j -1 Å . . . Å a m d j –m (4)


Где а 1 …а m – числа 0 или 1.

Технически генератор М-последовательности строится в виде регистра (последовательно включенных триггеров) с отводами, с цепью обратной связи и с сумматором по модулю 2. Пример такого генератора приведен на рисунке 12. Умножение на а 1 …а m в (4) означает просто наличие или отсутствие отвода, т.е. связи соответствующего триггера (разряда регистра) с сумматором. В m-разрядном регистре максимальный период равен: N m – 1. Величина m называется памятью последовательности. Если отводы выбраны произвольно, то не всегда на выходе генератора будет наблюдаться последовательность максимальной длины. Правило выбора отводов, позволяющее получить последовательность с периодом N m -1, предполагает найти неприводимые примитивные полиномы степени m с коэффициентами, равными 0 и 1. Не равные нулю коэффициенты в полиномах определяют номера отводов в регистре.

Знак в последней строчке зависит от величины N. На рисунках 8-9 показаны ФМ сигнал, его комплексная огибающая и АКФ семизначного кода Баркера.

Из (18) следует, что одна из особенностей сигнала Баркера — равенство амплитуд всех (N-1) боковых максимумов АКФ, и все они имеют минимально возможный уровень, не превышающий 1/N. В таблице 1 приведены известные кодовые последовательности Баркера и их уровни боковых типов АКФ. Кодовые последовательности, обладающие свойствами (18), для N13 не найдены.

Рисунок 9 — АКФ семизначного кода Баркера

Таблица 1 Кодовые последовательности Баркера

Уровень боковых лепестков

1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1

1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1

Формирование и обработка сигналов Баркера Формирование сигналов Баркера может осуществляться несколькими способами, так же, как и произвольного ФМ сигнала. Поскольку сигналы Баркера были первыми ПШС, причем с наилучшими АКФ, рассмотрим кратко один из возможных способов формирования и обработки сигналов Баркера.

На рисунке 10 изображен генератор сигнала Баркера с N=7. Генератор синхроимпульсов (ГСИ) формирует узкие прямоугольные синхроимпульсы, период следования которых равен длительности сигнала Баркера Т=7τ 0 , а τ 0 — длительность одиночного (единичного) прямоугольного импульса. Генератор синхроимпульсов запускает генератор одиночных импульсов (ГОИ), который в свою очередь формирует одиночные прямоугольные импульсы длительностью τ 0 и периодом Т. Одиночные прямоугольные импульсы поступают на вход многоотводной линии задержки (МЛЗ), которая имеет N-1=6 секций с отводами через интервалы времени, равные τ 0 . Число отводов, включая начало линии, равно 7. Так как кодовая последовательность Баркера с N =7 имеет вид 111-1 -11 -1, то импульсы с первого, второго, третьего и шестого отводов (счет ведется от начала линии) поступают на вход сумматора (+) непосредственно, а импульсы с четвертого, пятого и седьмого отводов поступают на вход сумматора через инверторы (ИН), которые превращают положительные одиночные импульсы в отрицательные, т. е. осуществляют изменение фазы на π. Поэтому инверторы называются также фазовращателями. На выходе сумматора имеет место видеосигнал Баркера (рисунок 8б), который затем поступает на один вход балансного модулятора (БМ), на другой вход которого подается радиочастотное колебание на несущей частоте, формируемое генератором несущей частоты (ГНЧ). Балансный модулятор осуществляет фазовую манипуляцию радиочастотного колебания ГНЧ в соответствии с кодовой последовательностью Баркера: видеоимпульсу с амплитудой 1 соответствует радиоимпульс с фазой 0, а видеоимпульсу с амплитудой -1 — радиоимпульс с фазой π. Таким образом, на выходе балансного модулятора имеет место радиочастотный сигнал Баркера (рисунок 8а).

Рисунок 10 – Генератор сигнала Баркера с N = 7

Оптимальная обработка сигналов Баркера так же, как и других ШПС, производится либо с помощью согласованных фильтров, либо с помощью корреляторов. Возможно несколько способов построения согласованных фильтров и корреляторов, отличающихся друг от друга в техническом выполнении, но обеспечивающих одно и то же максимальное отношение сигнал-помеха на выходе. На рисунке 11 приведена схема согласованного фильтра для сигнала Баркера с N = 7. С выхода усилителя промежуточной частоты приемника сигнал поступает на согласованный фильтр одиночного импульса (СФОИ), который производит оптимальную обработку (фильтрацию) одиночного прямоугольного радиоимпульса с центральной частотой, равной промежуточной частоте приемника. На выходе СФОИ радиоимпульс имеет треугольную огибающую. Треугольные радиоимпульсы с длительностью по основанию 2 τ 0 поступают на МЛЗ, которая имеет 6 секций и 7 отводов (включая начало линии). Отводы следуют через τ 0 . Так как импульсная характеристика согласованного фильтра совпадает с зеркально отраженным сигналом, то кодовую импульсную характеристику фильтра для сигнала Баркера с N=7 следует устанавливать в соответствии с последовательностью -11-1-1111. Поэтому радиоимпульсы со второго, пятого, шестого и седьмого отводов МЛЗ поступают в сумматор (+) непосредственно, а радиоимпульсы с первого, третьего и четвертого отводов — через инверторы (ИН), которые меняют фазу на π. На выходе сумматора имеет место АКФ сигнала Баркера, огибающая которой приведена рисунке 9.

Рисунок 11 – Согласованный фильтр сигнала Баркера с N = 7

Среди фазоманипулированных сигналов особое значение занимают сигналы, кодовые последовательности которых являются последовательностями максимальной длины или М -последовательностями.

М – последовательности принадлежат к разряду двоичных линейных рекуррентных последовательностей и представляют собой набор Nпериодически повторяющихся двоичных символов. Причем каждый текущий символd j образуется в результате сложения по модулю 2 некоторого числаmпредыдущих символов, одни из которых умножаются на 1, а другие – на 0.

Для j-го символа имеем:

d j =  a i d j — i = a 1 d j -1  . . .  a m d j –m (4)

Где а 1 …а m – числа 0 или 1.

Технически генератор М-последовательности строится в виде регистра (последовательно включенных триггеров) с отводами, с цепью обратной связи и с сумматором по модулю 2. Пример такого генератора приведен на рисунке 12. Умножение на а 1 …а m в (4) означает просто наличие или отсутствие отвода, т.е. связи соответствующего триггера (разряда регистра) с сумматором. Вm-разрядном регистре максимальный период равен:N m – 1. Величинаmназывается памятью последовательности. Если отводы выбраны произвольно, то не всегда на выходе генератора будет наблюдаться последовательность максимальной длины. Правило выбора отводов, позволяющее получить последовательность с периодомN m -1, предполагает найти неприводимые примитивные полиномы степениmс коэффициентами, равными 0 и 1. Не равные нулю коэффициенты в полиномах определяют номера отводов в регистре.

Так, при m=6 существует 3 примитивных многочлена:

а 6 а 5 а 4 а 3 а 2 а 1 а 0

p 1 (x) = x 6 + x + 1 1 0 0 0 0 1 1

p 2 (x) = x 6 + x 5 + x 2 + x + 1 1 1 0 0 1 1 1

p 3 (x) = x 6 + x 5 + x 3 + x 2 + 1 1 1 0 1 1 0 1

На рисунке 12 реализован первый вариант.

Рисунок 12 ­­­- Генератор М-последовательности с периодом N= 2 6 – 1 = 63

Особенности автокорреляционной функции М-последовательности Наибольший интерес представляет нормированная автокорреляционная функция (АКФ). Различают два случая получения такой функции: в периодическом (ПАКФ) и апериодическом режимах. Периодическая АКФ имеет основной, равный единице, пик и ряд боковых выбросов, амплитуды которых 1/N. С ростомNПАКФ приближается к идеальной, когда боковые пики становятся по сравнения с основным пренебрежимо малы.

Боковые пики АКФ в апериодическом режиме существенно больше боковых пиков ПАКФ. Среднеквадратичное значение боковых пиков (вычисленное через дисперсию) равно

1.10 Усеченные М-последовательности

Разбивая М-последовательность (полный период N) на сегменты длительностиN с, можно получить большое число ШПС, рассматривая каждый из сегментов как самостоятельный сигнал. Если сегменты не перекрываются, то их число равноn=N/(N c -1). Таким образом, можно получить большое число псевдослучайных последовательностей. Автокорреляционные свойства таких последовательностей значительно хуже, чем у М-последовательности той же длительности и зависят отN c . Установленно, что у 90% сегментов u б 3 /
, а у 50% — 2 /
.

2. Описание лабораторной работы

Основным инструментом исследования в лабораторной работе является пакет программ, состоящий из программ shps . exe иspectr . exe .

Программа shps . exe представляет собой генератор исследуемых сигналовОн позволяет генерировать:

произвольный сигнал (например, прямоугольный видеоимпульс или произвольную последовательность импульсов);

сигналы Баркера с N = 3  13;

М-последовательности порядкаm= 37 (периода N э = 7127);

усеченные М-последовательности m= 37 (периода N э 7127);

Сигналы создаются в виде текстового файла posl . dat , содержащего численные значения отсчетов сигнала. Элементарная посылка (прямоугольный импульс, из которого состоят последовательности) представляется в виде 20 отсчетов сигнала. Отсчеты берутся с интервалом в 0.0025 сек, и длительность элементарной посылки составляет 0.05 сек.

Программа позволяет подмешивать в генерируемые сигналы аддитивную помеху (белый шум) с эффективным значением в диапазоне – 460 Дб (среднеквадратичное отклонение помехи от 0.005 до 1 при уровне полезного сигнала = 1). Шум имеет нормальное распределение с нулевым средним и бесконечно узкой корреляционной функцией. Отсчеты различных реализаций шума сохранены в файлах:shum 1. dat shum 2 dat , shum 3. dat . Возможен учет явления многолучевости, т.е. прихода в точку приема не только исходного сигнала, но и его копии, сдвинутой во времени.

Вторая часть программы содержит оптимальный фильтр, перестраиваемый под вводимый сигнал. На выходе фильтра формируется файл optim . dat , который (в соответствии принципами оптимальной фильтрации) содержит свертку входного сигнала и его «чистой» копии, т.е. их взаимно корреляционную функцию. Параллельно подсчитываются отношения сигнал / шум на входе и выходе фильтра, как отношение максимального значения сигнала к среднеквадратичному значению шума. Вспомогательный файлoptim _ n . dat содержит отдельно «шумовую» составляющую сигнала, полученного на выходе фильтра.

Уже знакомая по предыдущим лабораторным работам программа spectr .ехе (автор доцент Вертоградов Г.Г.) позволяет получать амплитудный и фазовый спектр, автокорреляционную функцию сигналов, вводимых в виде текстовых файлов. (Инструкция к программе содержится в файле spectr . txt ).

3. Порядок выполнения работы

Используя программы shps.exe иspectr , исследуйте амплитудный, фазовый спектры и автокорреляционную функцию прямоугольного импульса в отсутствии шумов. Для этого необходимо:

выбрать произвольный сигнал

количество посылок 1

шум приравнять нулю

запустить spectr .exe

posl. dat (на вопрос: Переписать? надо ответить: Нет), для спектра –spectr1 и корреляционной функции –korel1 . Для расчета спектра и корреляционной функции нажать F9, для просмотра результатов используйте меню «просмотр результатов». Если график виден не достаточно детально, то, изменив конечное время или частоту, можно растянуть его по оси. Иногда удобно на одном графике смотреть и сигнал, и корреляционную функцию. Важно также обратить внимание на то, что графики возможно пронормированы. (нормировку можно отключить, тогда по осиY будут реальные значения функций).

обратите внимание — на каких частотах спектр прямоугольного импульса обращается в ноль и какую частоту можно считать граничной частотой. Как эти частоты связаны с длительностью импульса (0.05 сек)?

Исследуйте несколько кодов Баркера (например, с номерами 7, 11, и 13), сравните их амплитудные спектры, фазовые спектры и корреляционные функции между собой, а также со своими аналогами для прямоугольного импульса. (Вид спектров некоторых кодов имеется в стр. 94). Для этого необходимо:

в программе shps.exe выбрать код Баркера

ввести номер кода

шум приравнять нулю

не включать оптимальный фильтр

запустить spectr .exe

в меню «файл» необходимо открыть файлы для сигнала – posl. dat , спектра –spectr2 и корреляционной функции –korel2 . Для расчета спектра и корреляционной функции – F9, для просмотра результатов используйте меню «просмотр результатов». Чтобы сравнить спектр данного сигнала со спектром прямоугольного импульса, можно в меню «График Спектра» последовательно для просмотра выбрать файлыspectr 2 иspectr 1 .

Измерьте уровень боковых лепестков корреляционной функции кодов Баркера. Во сколько раз они меньше центрального максимума?

Измерьте толщину основного лепестка. Как она зависит от номера кода и длительности элементарной посылки?

Повторите ту же процедуру для другого номера кода (N=7,11,13).

Пронаблюдайте автокорреляционную функцию этих же сигналов при наличии шумов. Для этого следуйте той же схеме, что и раньше, но задайте несколько значений шума (0.05; 0.2).

С помощью программы shps.exe создайте сигналы с произвольными кодовыми последовательностями с длинами равными кодам Баркера, но с кодировками отличными от них. Сравните амплитудные спектры и корреляционные функции этих сигналов и кодов Баркера. Например, в случае сN=7 для этого надо:

выбрать произвольный сигнал

количество посылок 7

посылка — 1,0,1,1,1,0 (или любые другие посылки)

шум приравнять нулю

не включать оптимальный фильтр

запустить spectr .exe

измерьте уровень боковых липестков корреляционной функции.

(наверняка они уже не будут одинаковыми и равными 1/N, а это приведет к ухудшению условий приема).

С помощью программы shps.exe создайте М-последовательность с m = 3. 7. Для этого запустите программу, введите порядок характеристического многочлена и, используя таблицу 2, сам многочлен (любой из возможных). Коэффициент усечения выберите равным единице. Уровень шума — нулю. Исследуйте характеристики получившегося сигнала программойspectr : измерьте уровень боковых лепестков корреляционной функции, толщину основного максимума и ширину спектра сигнала. Для корреляционной функцииm-последовательности сm=4 откройте файлkorel 3 , т.к. она будет использоваться в дальнейшем.

Создайте произвольные последовательности с N=15 илиm-последовательности сm=4 и характеристическим многочленом, которого нет в таблице 2 . С помощью программыspectr . exe сравните корреляционную функцию полученной последовательности с корреляционной функцией «правильной»m-последовательности, которая сохранена в файлеkorel 3 .

Создайте периодическую m-последовательность сm=4, и посмотрите как изменится ее корреляционная функция по сравнению с одиночнымm-сигналом. Характерные особенности можно пронаблюдать на сигнале представляющем собой двеm-последовательности, следующие одна за другой. Для этого надо рассчитать длительностьm-последовательности в секундах, и подставить полученное значение в качестве задержки между лучами. Корреляционная функция полученного сигнала будет иметь два основных пика и минимальный уровень боковых лепестков между ними.

Используя оптимальный фильтр, встроенный в программе, исследуйте при каком максимальном уровне помех возможно использование кодов Баркера для надежной передачи информации. Условием надежного приема будем считать требование превышения сигнала над уровнем помех в 2 раза. Для этогонеобходимо:

в программе shps.exe выбрать код Баркера

ввести номер кода (7, 11, 13)

ввести уровень шума (0.5, 1, 1.5, 2, 3, …)

включить оптимальный фильтр

запустить spectr .exe

в меню просмотр результатов выбрать график сигнала – optim . dat и там жеoptim _ n . dat . Отключите нормировку. На экране будет сигнал на выходе фильтра и отдельно шум на выходе.

Измерьте максимальный уровень сигнала и шума.

Проделайте аналогичную операцию и для более длинных последовательностей (m-последовательностей пятого и большего порядка.) Вы увидите, что даже если помеха в несколько раз превышает полезный сигнал, информация может быть выделена с большой надежностью. Такm-последовательность длиной 127 элементарных посылок может быть скрыта в шуме в 12 раз превышающем амплитуду полезного сигнала. А оптимальным фильтром такую последовательность мы легко можем выделить из шума. Причем только фильтр настроенный именно на этот сигнал может его заметить. Это обстоятельство объясняет высокую скрытность широкополосных систем связи.

9. В реальной ситуации в точку приема приходят сигналы, отразившиеся от различных препятствий на пути распространения (слои ионосферы, здания, холмы и т.п.). Эти сигналы приходят с различным запаздыванием и, перекрываясь во времени, вызывают замирания результирующего сигнала. Исследуйте: какое время задержки должно быть между прямоугольными импульсами длительности 0.35 сек (7 посылок), чтобы при приеме они не накладывались бы друг на друга (их можно было различить). И какое время задержки должно быть между сигналами Баркера той же длительности (семизначный код), чтобы их можно было различить. Для этого необходимо:

выбрать произвольный сигнал

количество посылок 7

шум приравнять нулю

задержка между лучами (0.05, 0.2, 0.04, 0.7, 0.8)

включить оптимальный фильтр

запустить spectr .exe

посмотреть график сигнала на выходе фильтра – файл optim . dat

подобрать такое время задержки, чтобы оба пика были четко разделены.

проделайте то же самое для семизначного кода Баркера и определите минимальную задержку при которой эти сигналы можно разделить.


сделайте вывод — какой из сигналов (прямоугольный или код Баркера) эффективнее применять для борьбы с многолучевостью.

Таблица 2. Некоторые характеристические многочлены, порождающие М-последовательности.

Коэффициенты следуют в порядке а m a m -1 …a 1 . Очевидноa 0 , равное 1, в формировании М-последовательности не участвует

4 . Контрольные вопросы

Что такое «сложные» сигналы? Чем объясняется их повышенная помехоустойчивость в сравнении с «простым» сигналом?

Фаза радиоимпульсного сигнала, манипулированного по закону семизначного кода Баркера. Суммарная длительность сигнала 35 мкс. Частота несущей — 100МГц. Определите:

а) ширину спектра сигнала;

в) при какой многолучевости целесообразно применять сигнал для выполнения условия разделения лучей;

г) как изменяется отношение сигнал/шум на выходе по сравнению со входом, если шум белый:

В прямоугольный радиоимпульсный сигнал 220мкс, обрабатываемый на приеме оптимально, ввели фазовую манипуляцию по закону Баркера с N = 11. Вопросы:

а) как изменится отношение сигнал/шум на выходе оптимального фильтра;

б) как изменится разрешающая способность.

Образуйте М-последовательность по правилу d j = d j-u +d j-3 .

Какие задачи могут решаться при приеме сигнала в присутствии помех?

Назовите критерий согласованности фильтра с заданным сигналом.

Как учитываются параметры помехи при построении согласованного фильтра?

Дайте определение помехи типа белый шум.

Поясните физический смысл АЧХ и ФЧХ согласованного фильтра.

От чего зависит отношение сигнал/шум на выходе оптимального фильтра?

Какой вид имеет сигнал на выходе согласованного фильтра?

1. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. Под ред. В.Б. Пестрякова. – М., “Сов. радио”, 1973, -424c.

2. Ю.С. Лёзин. Введение в теорию радиотехнических систем. – М.: Радио и связь, 1985, -384c.

3. Л.Е. Варакин. Системы связи с шумоподобными сигналами. — М.: Радио и связь, 1985, -384c.

Коды Баркера

Последовательность символов 1, -1 длиной Ы, N = 2, 3, 4, . автокорреляционные функции которых равны N при нулевом сдвиге и 0 или +1 при других сдвигах, называются кодами Баркера.

Установлено, что коды Баркера существуют, если N = 2, 3, 4, 5, 7, 11, 13. Для других значений N боковые остатки автокорреляционных функций последовательностей выходят за границы значений -1 и 1.

Сигнал, кодированный кодом Баркера длиной N = 3, имеет автокорреляционную функцию, приведенную на рис. 2.8. Коды Баркера могут использоваться в системах связи в качестве синхронизирующих последовательностей.

Ортогональные коды

Из числа ортогональных функций (математических моделей сигналов) в системах связи чаще других используют двоичные функции, которые определяются ортогональными кодами. Достаточно широкий класс этих кодов формируется на основе матриц Адамара.

Под матрицами Адамара понимают квадратные матрицы с элементами -1 или 1. Строки и столбцы этих матриц можно использовать для формирования ортогональных кодовых комбинаций (слов). Матрицы Адамара имеют порядок либо ЛГ = 2 к , либо N = 2&, к = 1, 2, 3. Например, матрица Ад/хм имеет порядок ЫМ. Она получена из матрицы Адамара Ам подстановкой матрицы Адг вместо элемента 1 и м вместо элемента -1.

Пусть требуется найти матрицу Адамара порядка 8 по матрицам Адамара порядка 2 и 4.

Матрица порядка 2:

Матрица порядка 4:

Матрица порядка 8:

Аналогично можно получить матрицы более высокого порядка. Если первая строка и первый столбец матрицы содержат только единицы, то такая матрица считается записанной в нормальной форме.

Строки и столбцы этих матриц Адамара можно использовать для формирования ортогональных кодовых слов, так как каждая пара строк (столбцов) удовлетворяет условию ортогональности:

где аь 6,- — элементы кодовых слов строк или столбцов ортогонального кода.

В частности, матрице Адамара порядка N = 2 к , к = 1, 2, 3. соответствует код Уолша из кодовых комбинаций длиной 2 к . Например, матрице порядка 8 (см. выше) соответствует код Уолша из кодовых комбинаций длиной 8 (см. рис. 2.18).

Последовательности Уолша не относятся к числу самосинхро- низирующихся последовательностей, так как боковые «остатки» их автокорреляционных функций имеют сравнительно большие значения, которые приближаются к значениям основных лепестков. По этой причине передачу модулированных двоичными информационными посылками последовательностей Уолша сопровождают специально сформированными сигналами синхронизации.

На основе матрицы Адамара порядка 2 строятся семейства ортогональных Д-кодов длиной Ы = 2 к , & = 1, 2, 3. .

Обозначим слова Д-кода длиной N =2 к буквой А к . По слову А к можно найти пару слова А к , у которой первые 2 к

< символов совпадают с первыми 2 /г-1 символами слова А к , а последние 2 к

< символов не совпадают. По любому слову А к можно найти негативное слово A k , если у слова А к изменить все символы на противоположные.

В семействе Д-кода имеется 2 к кодовых слова, которые отличаются следующими свойствами:

    1. Каждому слову семейства соответствует пара этого слова, а количество таких пар равно 2 к

х .

  • 2. Слова с неравными порядковыми номерами i Ф j удовлетворяют условию ортогональности.
  • 3. Д-коды являются самосинхронизирующимися, т.с. боковые «остатки» автокорреляционных функций их слов имеют относительно малые значения по сравнению со значениями автокорреляционных функций при нулевых сдвигах.
  • 4. Первая половина семейства Д-кодов длиной 2 к формируется из двух слов Д-кода в 2 раза меньшей длины по правилу
  • где | — знак присоединения к слову Д-кода длиной 2 к

    Вторая половина семейства формируется из двух слов в 2 раза меньшей длины по правилу

    где — негатив пары.

    К примеру, найдем Д-код длиной 4 по исходной матрице Ада- мара:

    Первая строка этой матрицы определяет первое кодовое слово Д-кода А =11, вторая строка — слово А = 1 — 1. Верхние индексы слов определяют их длину. Нижние индексы определяют порядковые номера слов кода.

    Первую половину семейства Д-кодов длиной 4 находим по формуле

    Для этого к слову присоединяем пару Получим кодовое слово К слову присоединяем пару Получим слово

    Вторую половину семейства Д-кодов длиной 4 находим по формуле

    Для этого к слову А =11 присоединяем негатив пары Получим слово К слову присоединяем негатив пары Получим слово

    Д-код длиной 4 равен

    Аналогично находятся Д-коды длиной 8, 16, 32 и т.д.

    Сигналы Баркера

    ВСЯ ПРЕДСТАВЛЕННАЯ ИНФОРМАЦИЯ ТОЛЬКО ДЛЯ САМООБРАЗОВАНИЯ

    Вы попали на портал посвященный микроэлектронным технологиям. Мы постараемся сделать все для того чтобы вы возвращались сюда вновь и вновь.

    Этот портал создан для общения и обмена опытом между нами.

    Обращаю внимание всех, у нас запрещено пытаться купить или продать любые устройства связанные со спецтехникой. Подобные письма будут игнорироваться. Все попытки использовать портал для продажи или покупки спец. техники или того, что может использоваться как спецтехника будут жестоко караться, мнение администрации обсуждению не подлежит. У нас тут кружок — Сделай сам, а не лоток на рынке.

    Основная тематика — спец техника и ее техническая реализация в «железе».
    Если вы хотите не просто тупо копировать чужие идеи, а научиться самим придумывать и воплощать на практике что-то свое, то этот портал для вас. Мы, всем нашим сообществом, готовы оказать посильную поддержку всем начинающим.

    С уважением, Администрация.

    Автор: Werewolf
    Nov 21 2020, 08:00 PM
    В Южно-Китайском море зафиксирован взрыв мощностью

    В Южно-Китайском море зафиксирован взрыв мощностью до 20 килотонн. АПЛ США?

    В Южно-Китайском море произошел мощный подводный взрыв силой от 10 до 20 килотонн в тротиловом эквиваленте на глубине около 50 метров. Повышение радиоактивного уровня зарегистрировано в Китае и на острове Тайвань. Как сообщают службы мониторинга Мирового океана, момент взрыва зарегистрирован сенсорами 21 ноября около 18.22 по восточному времени США (02.22 мск).

    Информация уточняется и проверяется. По данным военных источников, взрыв произошел на глубине примерно 50 метров, что вызвало ударную волну большой силы, которая и была зарегистрирована сенсорами, указывает портал halturnerradioshow.com.

    По оценкам военных, сила взрыва была от 10 до 20 килотонн в тротиловом эквиваленте. Землетрясение в этом районе геологической службой исключено. В районе Южно-Китайского моря нет ничего, что само по себе могло бы объяснить такое возможное событие. Теоретически взрыв мог быть на борту находящейся в этом районе подводной лодки.

    Отмечается, что атомные подводные лодки (АПЛ) ВМС США регулярно работают в этом районе Мирового океана. Связан ли этот взрыв с американскими субмаринами — пока неизвестно.

    «На данный момент в военных блогах нет никакой информации об инциденте. Был он или нет, мы не знаем, поскольку спутника, висящего над регионом у редакции сайта нет. Однако если инцидент был, он должен как-то проявиться в EAM (Emergency Action Message), которые увидят все», — комментирует редакция The Big The One.
    Подробнее: https://eadaily.com/ru/news/2020/11/21/v-yu. -do-20-kilotonn

    Комментариев: 18 Автор: ВАСЬКА
    Nov 14 2020, 02:02 PM Против москвича возбудили уголовное дело из‑за про

    Комментариев: 0 Автор: Werewolf
    Nov 11 2020, 12:29 PM Новая статья на нашем портале WEBSDR

    Наверное, всем известен популярный сервис в интернете, веб-сдр приёмник: WEBSDR.ORG
    На сегодняшний день этот сервис включает 169 официальных приёмников по всему миру и неизвестное количество не зарегистрированных приёмников. Обусловлено это тем, что автор этого, поистине бесценного произведения искусства PA3FWM, Питер-Тьерк де Бур, являющийся доцентом голландского университета Твенте сильно ограничил распространение ядра приёмника. Требования Питера понятны. Запуская сервер веб-сдр на своём компьютере, было бы крайне желательно обеспечить его бесперебойную работу для большого количества подключающихся пользователей (клиентов) со всего мира. Для этого необходимо было иметь мощный компьютер и довольно быстрый интернет. Этот принцип заложен был в изначальное требование к тому, кому Питер раздавал приёмники. Напомню, эти требования были актуальны в конце 00-ых, начале 10-ых годов, когда похвастаться подобными ресурсами могли не все. Но время идёт. На сегодняшний день, компьютер, который может с лёгкостью обрабатывать хоть несколько SDR-приёмников и иметь широкополосный скоростной интернет в больших городах (и даже в сёлах) если есть не у каждого радиолюбителя, то у каждого третьего – это точно. К тому-же, как говорят слухи, автор уже как года 2 перестал поддерживать этот проект и не обновляет его.
    Именно по данной причине, я решил написать статью для всех интересующихся данной тематикой и описать в подробностях, как работает этот сервис.
    КАК РАБОТАЕТ СЕРВЕР WEBSDR.
    Как именно работает сам сервер практически никому не известно, т.к. автор все исходные коды сервера держит всё это время в секрете, чем сильно ограничивает его развитие. Для людей, разбирающихся глубоко в ЦОС, наверное, нет секретов, но для большинства это и не важно. Важно понимание самого принципа работы всей системы.
    Сервер собой представляет скомпилированную т.н. сервер Java-машину, которая обрабатывает входящий IQ-поток данных от физического приёмника (или нескольких приёмников) и создаёт свой индивидуальный виртуальный приёмный канал с заданными свойствами (модуляция/полоса/громкость/индикация уровня сигнала) для каждого вновь подключившегося клиента + для всех имеется одинаковый водопад или спектр с оптимальными свойствами для низкоскоростных соединений к серверу извне. Для каждого клиента данные с приёмника упаковываются в TCP пакеты и отправляются на удалённый компьютер. На открытой странице приёмника эти данные обрабатываются. Вы видите панораму, управляете приёмником, слышите звук. При этом сетевой трафик получается минимальным, а нагрузка на компьютер, в отличии от реального SDR-приёмника – ничтожна!
    Надо отметить, что долгое время обработкой графики и звука делалось на Java, встроенном в интернет-браузер. Сегодня, это всё делается на базе новой технологии HTML-5. Обработчик вы можете выбирать сами на странице приёмника, но по соображениям безопасности, лучше применять именно HTML-5.
    Сам сервер «крутиться» на базе ОС Linux. Для этого подходит всё семейство ОС Ubuntu или Debian или их ответвления. Подходят даже самые минималистические образы систем. Лишь бы работало Ядро ОС и сетевое оборудование. Все настройки сервера и старт осуществляются из командной строки. Для удобства, конечно, можно использовать и ОС с графической оболочкой, но в самыйх крайних вариантах со слабым железом, описанных ниже желательно использовать минимальный консольный вариант ОС.
    Как было сказано выше, сервер websdr-приёмника – это совсем крошечное ядро на Java. Всё остальное представление websdr-страницы является надстройкой к этой Java-машине и представлено в виде HTML-кода и JavaScript-кода. В этом коде описано, как страница выглядит, начальные настройки страницы, состояние приёмника и точки входа управления приёмником.
    Кроме того, реализована возможность слушать websdr-приёмник на любом более-менее современном телефоне на базе Android или i-OS.
    Изначально, автор максимально упростил оформление и долгое время оформление страниц у большинства приёмников было по авторский серым и минималистичным.

    Прочесть статью в ПДФ файле можно пройдя по ссылке.

    Комментариев: 8 Автор: Werewolf
    Nov 8 2020, 06:09 PM На МКС поймали мощный сигнал из космоса Об этом с

    На МКС поймали мощный сигнал из космоса Об этом сообщает «Рамблер».

    Установленный на МКС телескоп NASA Neutron star Interior Composition Explorer (NICER) зафиксировал внезапный мощный сигнал. Об этом сообщает «Российская газета» со ссылкой на Phys.org.
    Ученые называют полученный сигнал самым ярким и мощным из всех зафиксированных телескопом NICER. Как считают ученые, он стал следствием «выдающегося» взрыва, вызванного массивной термоядерной вспышкой на поверхности пульсара.
    Источником сигнала стал объект, получивший название SAX J1808.4-3658. Событие было классифицировано как рентгеновский взрыв типа I. За 20 секунд при взрыве было высвобождено столько же энергии, сколько Солнце производит примерно за 10 дней.
    Ученые увидели двухступенчатое изменение яркости и необычное явление, когда затухающий огненный шар вдруг на небольшой отрезок времени стал ярче. Об этом сообщает «Рамблер». Далее: https://news.rambler.ru/tech/43130108/?utm_. source=copylink

    Комментариев: 0 Автор: Werewolf
    Nov 7 2020, 04:00 PM Ростех разработал первую гражданскую цифровую стан

    Ростех разработал первую гражданскую цифровую станцию тропосферной связи

    Ростех разработал первую гражданскую цифровую станцию тропосферной связи

    Холдинг «Росэлектроника» Госкорпорации Ростех представил первую гражданскую цифровую малогабаритную станцию тропосферной связи «Гроза» с высокоскоростным цифровым модемом на основе нейронных сетей. Аппаратура предназначена для организации беспроводной широкополосной связи в горных, труднодоступных и малонаселенных районах, вдоль автомобильных трасс и железных дорог, а также на отдаленных промышленных объектах.

    Используемая в «Грозе» технология передачи данных основывается на отражении сигнала от тропосферы – нижнего слоя атмосферы. Для организации тропосферной линии связи требуется минимум две приемо-передающие станции. Разработка НПП «Радиосвязь» холдинга «Росэлектроника» позволяет организовать канал передачи данных по интерфейсу Ethernet со скоростями потоков до 25 Мбит/с. Аппаратура включает антенну диаметром 150 см, которая размещается на антенно-мачтовом сооружении, на крыше здания, мобильной мачте или треноге. В состав станции также входит высокоскоростной цифровой модем тропосферной связи.

    «Нашими специалистами созданы опытные образцы изделия и проведены положительные испытания новой аппаратуры в Республике Бурятия и в Красноярском крае. Тропосферная связь активно используется в вооруженных силах, но мы видим большой потенциал у этой технологии на гражданском рынке. Данное решение позволит обеспечить связью Крайний Север и другие труднодоступные, удаленные регионы страны. Оно может стать экономически выгодной альтернативой спутниковой связи, поскольку при его применении не требуется оплачивать аренду спутникового канала. Кроме того, «Гроза» за счет встроенных алгоритмов обработки информации с помощью нейронных сетей способна обучаться в процессе работы и выделять полезный сигнал из фоновых шумов», – сказал исполнительный директор Госкорпорации Ростех Олег Евтушенко.

    «Гроза» может работать в экстремальных климатических условиях: при температуре воздуха от минус 50 до 65 градусов, влажности до 98%, скорости ветра до 20 м/с. При этом аппаратура отличается низким энергопотреблением и простотой развертывания и эксплуатации.

    Презентация новейшей разработки состоялась на международном форуме 100+ Forum Russia в Екатеринбурге.

    Комментариев: 27 Автор: 23rus
    Nov 7 2020, 02:35 PM Фантастика и реальность

    «Росатом» запустил проект по созданию квантового компьютера за 24 млрд. рублей


    Квантовый компьютер использует явления квантовой механики для обработки данных и оперирует не битами, как обычные компьютеры, а кубитами. Если биты могут принимать значение 1 или 0, то кубиты, сверх того, могут одновременно принимать оба значения.

    Комментариев: 8 Автор: radiofan
    Nov 3 2020, 08:02 AM Citylabs выпускают атомные батарейки

    Батареи микромощные,максимальный ток 156мкА.Напряжение от 0.8в до 2.4в.
    https://citylabs.net/products/

    Комментариев: 10 Автор: Werewolf
    Oct 28 2020, 08:59 PM Vishay выпускает новые 3-вольтовые ионисторы с пов

    Vishay выпускает новые 3-вольтовые ионисторы с повышенной влагостойкостью и надежностью

    Двухслойные конденсаторы 235 EDLC для тяжелых условий эксплуатации с высокой влажностью имеют срок службы 2000 часов и выдерживают 1500-часовые тесты при температуре +85 °C и относительной влажности 85%

    Vishay Intertechnology представила новую серию 3-вольтовых двухслойных электрических конденсаторов (ионисторов, суперконденсаторов) повышенной надежности семейства ENYCAP для приложений сбора энергии и резервного питания, работающих в жестких условиях с высокой влажностью воздуха. Разработанные подразделением Vishay BCcomponents конденсаторы 235 EDLC-HVR ENYCAP являются первыми в отрасли устройствами с таким высоким рабочим напряжением, которые имеют срок службы 2000 часов при +85 °C и соответствуют высочайшему классу влагостойкости, выдерживая 1500-часовые электрические тесты при температуре +85 °C и относительной влажности 85%.

    Длительный срок службы новых устройств, вдвое превышающий ресурс стандартных двухслойных электрических конденсаторов, обеспечивает бесперебойность работы и гибкость выбора проектных решений. Высокая устойчивость конденсаторов к влажности позволяет использовать их в промышленности, автомобилестроении и возобновляемой энергетике, включая интеллектуальные счетчики, портативную электронику, робототехнику, солнечные панели, системы электронных дверных защелок и аварийное освещение.

    Конденсаторы 235 EDLC-HVR ENYCAP, выпускаемые в небольших корпусах 15 типоразмеров от 10 мм × 20 мм до 18 мм × 40 мм, имеют большую плотность мощности и значения емкости от 5 Ф до 60 Ф. Устройства, отвечающие требованиям директивы RoHS, отличаются высокими скоростями заряда и разряда и предлагаются в версиях для монтажа в отверстия.

    В настоящее время доступны как единичные образцы, так и промышленные партии конденсаторов 235 EDLC-HVR ENYCAP. Время выполнения крупных заказов составляет шесть недель.

    Комментариев: 0 Автор: Werewolf
    Oct 28 2020, 08:58 PM Sequans представляет первый в отрасли бюджетный мо

    Sequans представляет первый в отрасли бюджетный модуль NB-IoT с интегрированным функционалом SIM-карты

    Французская компания Sequans Communications представила первый модуль, основанный на ее микросхеме второго поколения Monarch N, оптимизированный для работы в недорогих малопотребляющих сетях NB-IoT (Narrow Band Internet of Things). Monarch NB02S – это высокоинтегрированный модуль, который устанавливает новый стандарт для бюджетных модулей NB-IoT. В нем реализован элемент безопасности EAL5+, позволяющий интегрировать в модуль SIM-карту, тем самым обеспечивая возможность использования модуля как SIM-карты. NB02S, основанный на многолетнем и проверенном опыте Sequans в технологиях 4G и 5G, предназначен для массового внедрения сотового стандарта поколения 5G в IoT за счет уменьшения количества и сложности компонентов, что позволяет сократить перечень необходимых дополнительных элементов, снизить стоимость печатных плат и производственные затраты до новых низких уровней. Для Monarch NB02S Sequans разработала новый ультраминиатюрный корпус серии S, в котором используется сверхдешевая печатная плата. Monarch NB02S унаследовал стек протоколов, проверенный в Monarch первого поколения и сертифицированный ведущими операторами всего мира, что обеспечивает плавную миграцию программного обеспечения с модуля NB01Q первого поколения.

    Благодаря заложенной в Monarch NB02S возможности «Модуль как SIM-карта», поддерживающей все типы SIM-карт, тарифные планы могут предлагаться как составная часть комплексного решения на основе модуля. Sequans работает с партнерами первого уровня над интеграцией подключения в NB02S для реализации решения «одного окна». EAL5+ в NB02S обеспечивает наивысший уровень безопасности государственного уровня для подключения и применения.

    «Невозможно преувеличить, насколько важен новый, оптимизированный по стоимости Monarch NB02S для ускорения массового внедрения IoT, сказал Жорж Карам (Georges Karam), генеральный директор Sequans. – Помимо существенных преимуществ с точки зрения цены и потребляемой мощности, он является первым в отрасли модулем со встроенными возможностями SIM-карт, что позволяет обеспечить бесперебойную и повсеместную связь, исключив при этом сложности, связанные с поиском поставщиков тарифных планов и SIM-карт. В случае предоплаченного подключения при подсоединении к сети Monarch NB02S может использоваться как модуль Bluetooth или Wi-Fi, но с существенным дополнительным преимуществом – отсутствием необходимости в шлюзе. Эта мощная возможность, наряду с поддержкой глобальной полосы в упрощенном, но содержащем все необходимое недорогом модуле Monarch, дает производителям возможность один раз спроектировать устройство IoT и развертывать его в любом месте, быстро, легко и, что наиболее важно, с небольшими затратами».

    Monarch NB02S основан на втором поколении микросхемы Monarch N компании Sequans, один кристалл которой объединяет в себе цепи обработки сигнала основной полосы частот, радиочастотный приемопередатчик и внешний интерфейс, элемент безопасности, процессор приложений, ОЗУ и систему управления питанием и поддерживает LTE Cat NB1/NB2. Сверхнизкое энергопотребление модуля NB02S достигнуто с помощью реализованных в Monarch N технологий динамического управления питанием и eco-Paging, которые адаптируют потребление энергии в спящем и активном состояниях в соответствии со сценарием использования, обеспечивая 10-15 лет автономной работы от батарей для многих вариантов использования. Monarch NB02S является идеальным решением для широкого спектра устройств NB-IoT, включая приборы учета коммунальных услуг, промышленные датчики, средства отслеживания положения объектов, и многие другие приложения для сельского хозяйства, умного города и умного дома.

    Основные особенности модуля Monarch NB02S
    Отвечает требованиям категорий 14/15 спецификации LTE NB1/NB2;
    Сверхминиатюрный корпус LGA серии S;
    Возможность использования модуля в качестве SIM-карты обеспечивает безопасность и позволяет подключаться без использования SIM-карты или SIM-чипа;
    Программная фильтрация на радиочастоте для поддержки глобальной полосы в Single-SKU (от 617 МГц до 2.2 ГГц);
    Поддерживает диапазоны LTE 1, 2, 3, 4, 5, 8, 12, 13,14, 17, 18, 19, 20, 28, 66, 71 и 85;
    Питание от единственной шины с напряжением 2.2…5.5 В позволяет напрямую подключать устройство к дешевым батарейкам типоразмера AA;
    Адаптивная поддержка выходной мощности +20 дБм и +14 дБм для эффективного глубокого проникновения сигнала в помещения;
    Полная программная совместимость с модулями Monarch NB01Q и GM01Q облегчает миграцию;
    Основан на созданной Sequans технологии Monarch N NB-IoT.
    Ожидается, что первые образцы нового модуля Monarch NB02S появятся к концу 2020 года и будут переданы для апробирования основным клиентам компании. Начало массового производства модулей запланировано на середину 2020 года. К этому времени будут подготовлены также примеры практических схем и оценочные наборы.

    Комментариев: 0 Автор: Werewolf
    Oct 28 2020, 08:56 PM Ученые УрФУ разработали более эффективные аккумуля

    Ученые УрФУ разработали более эффективные аккумуляторы

    Ученые УрФУ совместно с коллегами из Сколково предложили новый способ создания дешевых и функциональных аккумуляторов. Они выяснили, что можно значительно повысить эффективность устройств, а также снизить их стоимость, заменив неорганические материалы на органические. Результаты исследований опубликованы на сайте журнала Journal of Physical Chemistry Letters.

    «За последние десятилетия произошел значительный рывок в развитии портативных электронных устройств и электротранспорта, а также существенный рост их распространенности. Особенно современного потребителя интересуют сверхмощные аккумуляторы, способные зарядить устройство за несколько минут, а не часов. Это, в свою очередь, привело к огромному возрастанию спроса на электрические аккумуляторы, к исследованию и усовершенствованию которых в настоящее время привлечено особо пристальное внимание научного сообщества», — рассказывает доцент кафедры электрофизики УрФУ Иван Жидков.

    Аккумулятор имеет сложное строение, но наиболее важными частями являются электролит, содержащий в себе ионы металлов, а также анод и катод. На последний в процессе разряда батареи приходят ионы из электролита. Во время заряда ионы покидают катод. Принципиальная разница между различными типами батарей состоит в электролите, а именно в том, какие ионы он содержит. Так, выделяют литий- и калий-ионные аккумуляторы.

    На данный момент литий-ионные аккумуляторы — одни из самых распространенных. Именно они активно используются в качестве источников, а также накопителей энергии в энергетических системах. Однако у литий-ионных аккумуляторов имеется ряд недостатков, вынуждающих искать им замену. В частности, одним из существенных минусов такого типа устройств можно назвать их предельную скорость отдачи и накопления энергии. В результате невозможно разряжать и заряжать устройство без ущерба для его работоспособности. Кроме того, в земной коре содержится очень мало самого лития, а потому нет никакой возможности удешевить производство литий-ионных аккумуляторов.

    Группа исследователей из УрФУ выдвинула предположение, что замена используемых неорганических материалов органическими может стать решением проблем при производстве аккумуляторов. Протестировав новый синтетический полимер на основе дигидрофеназина (азотсодержащего соединения с несколькими циклами) в качестве катода, ученые пришли к выводу, что так можно достичь рекордно высоких эксплуатационных характеристик для нового типа накопителей энергии. Более того, массовое производство нового типа аккумуляторов должно оказаться значительно дешевле. Использование данного полимера продемонстрировало стабильность действия во время зарядки и разрядки.

    Разработка передовых органических катодов, таких как синтетические полимеры, может сыграть важную роль в коммерциализации новой технологии батарей. По техническим характеристикам они не только не уступают предшественникам, но даже превосходят их. Это означает, что в ближайшем будущем можно будет покупать более мощные и компактные аккумуляторы по более низким ценам.

    УрФУ — участник Проекта 5-100, ключевым результатом которого должно стать появление в России к 2020 году современных университетов-лидеров с эффективной структурой управления и международной академической репутацией, способных задавать тенденции развития мирового высшего образования.

    Сигналы Баркера

    код Баркера — Алгоритм формирования фазоманипулированного сигнала возбуждения излучающего преобразователя, позволяющий при минимальной длительности импульса уменьшить уровень боковых лепестков его диаграммы направленности. [Система неразрушающего контроля.… … Справочник технического переводчика

    Список культурного наследия Кантабрии — Список испанского исторического наследия (Patrimonio histórico español) (недвижимого), расположенного на территории автономного сообщества Кантабрия, и имеющего статус Объекта культурного интереса Испании (исп. Bien de Interés Cultural, BIC),… … Википедия

    Blink-182 — У этого термина существуют и другие значения, см. Blink. Blink 182 … Википедия

    The Lesser of Two Evils — Эпизод «Футурамы» «Меньшее из двух зол» «Lesser of Two Evils» … Википедия

    Список эпизодов телесериала «Чак» — Список серий американского телесериала «Чак», транслируемого телеканалом NBC. Сериал насчитывает пять сезонов и девяносто один эпизод в общей сложности. Первый сезон телесериала, состоящий из 13 серий, выходил с 24 сентября 2007 года по 24 января … Википедия

    Белгород-Днестровский — Запрос «Аккерман» перенаправляется сюда; см. также другие значения. Город Белгород Днестровский укр. Білгород Дністровський Флаг Герб … Википедия

    Список миров Мультивселенной Marvel Comics — Ниже следует неполный список значимых параллельных миров и вселенных с известными числовыми обозначениями. Кроме них, в Marvel Comics посещали или исследовали многие другие параллельные миры. Название Первое появление Примечания Земля… … Википедия

    Кантабрия (автономное сообщество) — Кантабрия Cantabria Герб … Википедия

    Четатя-Албэ — Координаты: 46°11′00″ с. ш. 30°20′00″ в. д. /  … Википедия

    Четатя Албэ — Координаты: 46°11′00″ с. ш. 30°20′00″ в. д. /  … Википедия

    Сигналы Баркера

    Кодовая последовательность сигнала Баркера состоит из символов ±1 и характеризуется нормированной АКФ вида:

    где l = 0, 1, . (N-1)/2.

    Знак в последней строчке зависит от величины N. На рисунках 8-9 показаны ФМ сигнал, его комплексная огибающая и АКФ семизначного кода Баркера.

    Из (18) следует, что одна из особенностей сигнала Баркера — равенство амплитуд всех (N-1) боковых максимумов АКФ, и все они имеют минимально возможный уровень, не превышающий 1/N. В таблице 1 приведены известные кодовые последовательности Баркера и их уровни боковых типов АКФ. Кодовые последовательности, обладающие свойствами (18), для N > 13 не найдены.

    Рисунок 9 — АКФ семизначного кода Баркера

    Таблица 1 Кодовые последовательности Баркера

    Читайте также:

    1. AMPS цветовые Коды и Наблюдательного звуковые сигналы
    2. АВТОНОМНЫЕ СИГНАЛЫ — Действия и другие перемены в нашем состоянии, обусловленные стрессом
    3. Врожденные, Генетические, Приобретенные и Культурно Обусловленные Сигналы.
    4. Врожденные, Генетические, Приобретенные и Культурно Обусловленные Сигналы.
    5. Глава IX Сигналы глаз
    6. Глава X Жесты и сигналы, характерные для процесса ухаживания
    7. ДЕТСКИЕ СИГНАЛЫ — Синдром «детского личика», а также плач, улыбка и смех
    Код Кодовая последовательность Уровень боковых лепестков
    1 1 -1 -1/3
    1 1 -1 1 1/4
    1 1 1 -1 1 1/5
    1 1 1 -1 -1 1 –1 -1/7
    1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1/11
    1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1/13

    Формирование и обработка сигналов БаркераФормирование сигналов Баркера может осуществляться несколькими способами, так же, как и произвольного ФМ сигнала. Поскольку сигналы Баркера были первыми ПШС, причем с наилучшими АКФ, рассмотрим кратко один из возможных способов формирования и обработки сигналов Баркера.

    На рисунке 10 изображен генератор сигнала Баркера с N=7.Генератор синхроимпульсов (ГСИ) формирует узкие прямоугольные синхроимпульсы, период следования которых равен длительности сигнала Баркера Т=7τ, а τ — длительность одиночного (единичного) прямоугольного импульса. Генератор синхроимпульсов запускает генератор одиночных импульсов (ГОИ), который в свою очередь формирует одиночные прямоугольные импульсы длительностью τ и периодом Т.Одиночные прямоугольные импульсы поступают на вход многоотводной линии задержки (МЛЗ), которая имеет N-1=6 секций с отводами через интервалы времени, равные τ. Число отводов, включая начало линии, равно 7. Так как кодовая последовательность Баркера с N =7 имеет вид 111-1 -11 -1, то импульсы с первого, второго, третьего и шестого отводов (счет ведется от начала линии) поступают на вход сумматора ( + ) непосредственно, а импульсы с четвертого, пятого и седьмого отводов поступают на вход сумматора через инверторы (ИН), которые превращают положительные одиночные импульсы в отрицательные, т. е. осуществляют изменение фазы на π. Поэтому инверторы называются также фазовращателями. На выходе сумматора имеет место видеосигнал Баркера (рисунок 8б), который затем поступает на один вход балансного модулятора (БМ), на другой вход которого подается радиочастотное колебание на несущей частоте, формируемое генератором несущей частоты (ГНЧ). Балансный модулятор осуществляет фазовую манипуляцию радиочастотного колебания ГНЧ в соответствии с кодовой последовательностью Баркера: видеоимпульсу с амплитудой 1 соответствует радиоимпульс с фазой 0, а видеоимпульсу с амплитудой -1 — радиоимпульс с фазой π. Таким образом, на выходе балансного модулятора имеет место радиочастотный сигнал Баркера (рисунок 8а).

    Рисунок 10 – Генератор сигнала Баркера с N = 7

    Оптимальная обработка сигналов Баркера так же, как и других ШПС, производится либо с помощью согласованных фильтров, либо с помощью корреляторов. Возможно несколько способов построения согласованных фильтров и корреляторов, отличающихся друг от друга в техническом выполнении, но обеспечивающих одно и то же максимальное отношение сигнал-помеха на выходе. На рисунке 11 приведена схема согласованного фильтра для сигнала Баркера с N = 7.Свыхода усилителя промежуточной частоты приемника сигнал поступает на согласованный фильтр одиночного импульса (СФОИ), который производит оптимальную обработку (фильтрацию) одиночного прямоугольного радиоимпульса с центральной частотой, равной промежуточной частоте приемника. На выходе СФОИ радиоимпульс имеет треугольную огибающую. Треугольные радиоимпульсы с длительностью по основанию 2 τ поступают на МЛЗ, которая имеет 6 секций и 7 отводов (включая начало линии). Отводы следуют через τ. Так как импульсная характеристика согласованного фильтра совпадает с зеркально отраженным сигналом, то кодовую импульсную характеристику фильтра для сигнала Баркера с N=7следует устанавливать в соответствии с последовательностью -11-1-1111. Поэтому радиоимпульсы со второго, пятого, шестого и седьмого отводов МЛЗ поступают в сумматор ( + ) непосредственно, а радиоимпульсы с первого, третьего и четвертого отводов — через инверторы (ИН), которые меняют фазу на π. На выходе сумматора имеет место АКФ сигнала Баркера, огибающая которой приведена рисунке 9.

    Рисунок 11 – Согласованный фильтр сигнала Баркера с N = 7

    1.9 М – последовательности

    Среди фазоманипулированных сигналов особое значение занимают сигналы, кодовые последовательности которых являются последовательностями максимальной длины или М -последовательностями.

    М – последовательности принадлежат к разряду двоичных линейных рекуррентных последовательностей и представляют собой набор N периодически повторяющихся двоичных символов. Причем каждый текущий символ dj образуется в результате сложения по модулю 2 некоторого числа m предыдущих символов, одни из которых умножаются на 1, а другие – на 0.

    Для j-го символа имеем:

    Технически генератор М-последовательности строится в виде регистра (последовательно включенных триггеров) с отводами, с цепью обратной связи и с сумматором по модулю 2. Пример такого генератора приведен на рисунке 12. Умножение на а1…аm в (4) означает просто наличие или отсутствие отвода, т.е. связи соответствующего триггера (разряда регистра) с сумматором. В m-разрядном регистре максимальный период равен: N m – 1. Величина m называется памятью последовательности. Если отводы выбраны произвольно, то не всегда на выходе генератора будет наблюдаться последовательность максимальной длины. Правило выбора отводов, позволяющее получить последовательность с периодом N m -1, предполагает найти неприводимые примитивные полиномы степени m с коэффициентами, равными 0 и 1. Не равные нулю коэффициенты в полиномах определяют номера отводов в регистре.

    Так, при m=6 существует 3 примитивных многочлена:

    p1 ( x ) = x 6 + x + 1 1 0 0 0 0 1 1

    p2 ( x ) = x 6 + x 5 + x 2 + x + 1 1 1 0 0 1 1 1

    p3 ( x ) = x 6 + x 5 + x 3 + x 2 + 1 1 1 0 1 1 0 1

    На рисунке 12 реализован первый вариант.

    Рисунок 12 ­­­- Генератор М-последовательности с периодом N = 2 6 – 1 = 63

    Особенности автокорреляционной функции М-последовательности Наибольший интерес представляет нормированная автокорреляционная функция (АКФ). Различают два случая получения такой функции: в периодическом (ПАКФ) и апериодическом режимах. Периодическая АКФ имеет основной, равный единице, пик и ряд боковых выбросов, амплитуды которых 1/N. С ростом N ПАКФ приближается к идеальной, когда боковые пики становятся по сравнения с основным пренебрежимо малы.

    Боковые пики АКФ в апериодическом режиме существенно больше боковых пиков ПАКФ. Среднеквадратичное значение боковых пиков (вычисленное через дисперсию) равно

    Дата добавления: 2015-09-03 ; просмотров: 833 | Нарушение авторских прав

    АСУТП и интеллектуальная начинка приборов

    Добро пожаловать в киберблог радиоинженера и программиста, позывной UR3QQJ. Мой многолетний опыт затрагивает такие области, как промавтоматизация, IoT, руководство людьми и переговоры с заказчиком. Второе направление — аудит ИС в области безопасности. Третье — ЦОС в области радиолокации. Экспертное консультирование и нестандартные решения? Без проблем. Приглашаю на канал.

    суббота, 20 сентября 2014 г.

    Формирователь ФКМ сигнала (Баркера) на ПЛИС

    В такой обла сти как радиолокация, использование сложных сигналов вроде ЛЧМ или фазо-кодо-манипулированных последовательностей (ФКМ) является классикой. Одним из типичных ФКМ, пожалуй, можно назвать — код Баркера, примечательный тем, что его автокорреляционная функция имеет минимальный уровень боковых лепестков, что положительно сказывается на результатах обнаружения полезного сигнала на фоне помех и, конечно же, точности определения координат цели. Последовательность Баркера в математике — это числовая последовательность, где каждый элемент равен +1 или -1. Сам код может быть 2-х, 3-х, 4-х, 5-ти, 7-ми, 11-ти и 13-ти позиционным.

    Сегодня мы с вами сформируем на ПЛИС псевдо-радиосигнал на основе самого длинного из ФКМ: 13-ти позиционного прямого кода Баркера: 1 1 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1. Как? Достаточно просто. Пусть мы имеем сигнал с тактового генератора, частота которого равна промежуточной частоте канала обработки (АЦП, с переносом или без переноса спектра, не будем вдаваться в подробности) или отличается от нее некоторую величину (количество дискретов), что выражается известным эффектом Допплера (сдвигом частоты). Но не суть. Каждая позиция в последовательности Баркера будет иметь заданную длительность (минимальное количество дискретов, тактов генератора). Положительное значение позиции (+1) будем задавать прямой фазой тактовых импульсов с генератора, а отрицательное (-1) в противофазе. Таким образом, вся последовательность будет представлять собой нарезки импульсов сигнала тактовой частоты и заданной длительности. Для имитации же конечного радиосигнала, т.е. дальнейшей подачи его на вход АЦП, достаточно на соответствующий сконфигурированный выход ПЛИС навесить обычный резистивный делитель напряжения и далее нагрузить на коаксиальный кабель. Делитель будет ослаблять логические уровни до допустимого уровня по входу канала приема-обработки, а емкость коаксиала будет своего рода сглаживающим фильтром. Рассмотрим подробнее.

    Структурно основной модуль ‘FK-BARKER’ (см. схему) включает следующие блоки:

    1. Генератор заданной длительности позиции в последовательности Баркера — NTI.
    2. Триггер-защелка на D-триггере.
    3. Схема задержки начала выдачи последовательности Баркера.
    4. Формирователь кодограммы на счетчике и умножителях.
    5. Смеситель сигнала тактовой частоты на ‘2-И’.
    6. Формирователь фазы тактов (обычные инверторы).

    По приходу импульса запуска IZ положительной полярности защелкивается триггер, разрешающий счет тактовых импульсов схемой задержки начала выдачи Баркера. Схема задержки начала выдачи последовательности Баркера осуществляет сдвиг начала кодограммы от импульса запуска на заданный интервал, и реализована на классическом счетчике и Flip-Flop триггере c асинхронным сбросом. По срабатыванию триггера дается разрешение на работу формирователя кодограммы, который формирует длительность каждого импульса (бита) в кодограмме по приходу (фронту) тактовых импульсов NTI. Период тактовых импульсов NTI подобран в расчете на длительность одной позиции в коде Баркера равной 834 ns, и привязан по сбросу к сигналу запуска IZ для синхронности.

    Формирователь кодограммы представляет собой не что иное, как преобразователь параллельного кода в последовательный. Принцип работы данного преобразователя очень прост — по заданной комбинации со счетчика производится логическое умножение заданного кода на заданный сигнал (единичный бит), т.е. для каждого из 0. 12 битов задана соответствующая комбинация кода со счетчика, далее все сигналы складываются по ИЛИ. Таким образом, для каждого момента времени на выходе схемы сложения будет присутствовать «свой бит» из параллельного кода. Фраза «свой бит» в кавычках потому, что на самом деле на смеситель подается сфазированный или расфазированный сигнал тактовой частоты согласно 13-позиционного кода Баркера. Для того, чтобы в остальные моменты времени за пределами начала и конца кодограммы на выходе формирователя кодограммы присутствовал нулевой уровень, разрешение прохождения реализуется схемой «И» по разрешению счета с выхода макроблока DIV-SUM. По коду 13 = 00001101 схемой дешифратора по «И» формируется общий сброс всех макроблоков и счетчика для окончания (запрета) кодограммы, и перекидывающий триггер в начальное состояние до прихода следующего импульса запуска. Для переключения между прямым 1 1 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 и обратным 13-ти позиционным кодом Баркера 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1 использованы буферники BUFT, с возможностью перевода в Z-состояние, коммутирующие фазу по 1,3,7 и 5,9 и 11 битам последовательности.

    Баркер код — Barker code

    Код Баркера или последовательность Баркера является конечной последовательностью N значений +1 и -1,

    с идеальным автокорреляционным свойством, таким образом, что непиковые (нециклические) автокорреляцией коэффициенты

    с v знак равно Σ J знак равно 1 N — v a J a J + v <\ Displaystyle c_ = \ сумма _ ^ а_ а_ >

    настолько малы, насколько это возможно:

    Только девять Баркер последовательность известна, все длины N не более 1953 документ 13. Баркер попросил последовательностей с сильным условием

    Только четыре такие последовательности , как известно, показаны жирным шрифтом в приведенной ниже таблице. http://paper.uscip.us/jaece/JAECE.2014.1003.pdf

    Известные коды Баркера

    Ниже приведена таблица всех известных кодов Баркера, где были опущены и отрицание разворотов кодов. Код Баркер имеет максимальную последовательность автокорреляции , которая имеет боковых лепестков не больше 1. Принято считать , что не существует никаких других совершенные двоичные коды фазы. (Это было доказано , что не существует никаких дополнительных кодов нечетной длины, ни даже длины кодов N 22 ) .

    Известные коды Баркера

    длина коды отношение уровней боковых лепестков
    2 +1, -1 +1 +1 -6 дБ
    3 +1 +1 -1 -9,5 дБ
    4 +1 +1 -1 +1 +1 +1 +1 -1 -12 дБ
    5 +1 +1 +1 -1 +1 -14 дБ
    7 +1 +1 +1 -1 -1 +1 -1 -16,9 дБ
    11 +1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 -1 +1 -1 -20,8 дБ
    13 +1 +1 +1 +1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 +1 -1 +1 -22,3 дБ

    Баркер кода длина N , равная 11 и 13 ( OEIS : A011758 , OEIS : A011759 ) используется в прямой последовательности с расширенным спектром и сжатие импульсов радиолокационных систем из — за их низкие свойства автокорреляции (уровень боковых лепестков амплитуды кодов Баркера- / N , что пиковый сигнал). Код Баркера напоминает дискретный вариант непрерывного чирпа , другой сигнал с низким уровнем автокорреляции , используемым в других радарах сжатия импульсов.

    Положительные и отрицательные амплитуды импульсов , формирующих коды Баркера подразумевают использование двухфазной модуляции или двоичной фазовой манипуляцией ; то есть, изменение фазы в несущей волны равна 180 градусов.

    По аналогии с кодами Баркера являются комплементарными последовательностями , которые отменяют боковые лепестки точно , когда суммируются; четные длины пары Баркер код также комплементарные пары. Существует простой конструктивный метод для создания сколь угодно длинные комплементарные последовательности.

    Для случая циклической автокорреляции, другие последовательности имеют одинаковое свойство иметь совершенные (и однородные) боковые лепестки, такие как простая длиной последовательности Лежандра и максимальную длиной последовательности (MLS). Произвольно длинные циклические последовательности могут быть построены. 2 N — 1 <\ Displaystyle 2 ^ <п>-1>

    Баркер модуляции

    В беспроводной связи, последовательность, как правило, выбирает для их спектральных свойств и низки взаимной корреляции с другими последовательностями могут препятствовать. В стандарте 802.11b, 11-чип Баркер последовательность используется для скоростей 1 и 2 Мбит / сек. Значение функции автокорреляции для последовательности Баркера равно 0 или -1 при всех смещениях, кроме нуля, где это +11. Это делает для более равномерного спектра и повышения производительности в приемниках.

    Каждый электрик должен знать:  Основы безопасности при проектировании систем с коллаборативными роботами (коботами)
    Добавить комментарий