Зависимость характеристик транзистора от температуры

СОДЕРЖАНИЕ:

Зависимость параметров транзисторов от температуры и режима электропитания

Влияние температуры. Изменение температуры окружающей среды влияет на температуру /7-я-переходов транзистора. Температурная зависимость параметров и характеристик транзисторов обусловлена температурными изменениями свойств полупроводниковых материалов. При изменении температуры изменяется концентрация носителей зарядов, их подвижность, скорость диффузии, вероятность рекомбинации и другие процессы.

Значительное повышение температуры вызывает усиленную генерацию (ионизацию) пар носителей зарядов — электронов и дырок в каждом полупроводнике р- и я-типа. В частности, в области /7-типа возрастает число свободных электронов — неосновных носителей зарядов, и они переходят в «-область, где компенсируют положительные неподвижные ионы донорной примеси. В результате резко снижается потенциальный барьер и возрастает прямой ток через /7-я-переход.

Повышение температуры приводит к увеличению теплового коллекторного тока /к обр, так как увеличивается число неосновных носителей зарядов в базе и коллекторе за счет процесса генерации. Этот ток незначителен по сравнению с током экстракции (/к) в активном режиме и практически не изменяет коллекторный ток (/к) при неизменном токе в эмиттерном переходе. Однако ток /Кобр существенно влияет на ширину диапазона активного режима, уменьшая коэффициент усиления транзистора.

Понижение температуры окружающей среды ниже +5 °С существенно влияет на параметры и характеристики транзистора. В этом случае уменьшается подвижность носителей зарядов, а ширина потенциального барьера резко возрастает, что снижает процесс инжекции в эмиттерном переходе и экстракцию в коллекторном переходе.

Влияние режима электропитания. Параметры транзистора сильно зависят от напряжения на коллекторном переходе и тока эмиттера.

Коэффициент передачи тока зависит от напряжения на коллекторном переходе. Чем больше UK, тем тоньше база, и тем больше коэффициент переноса носителей зарядов от эмиттерного перехода к коллекторному в базе (5П) и коэффициент передачи тока базы h2. Увеличение тока эмиттера /э также приводит к уменьшению коэффициента передачи тока базы, так как уменьшается коэффициент инжекции у .

Дифференциальные сопротивления /*э диф и гк диф переходов обратно пропорциональны току /э. Сопротивление гк диф резко уменьшается при повышении UK из-за возникновения ударной ионизации в коллекторном переходе, а гэ диф практически не изменяется. При большом токе /э растет концентрация неосновных носителей заряда в базе и уменьшается ее объемное сопротивление гБ, а увеличение UK приводит к уменьшению толщины базы и ее сопротивления гъ.

Диффузионная емкость эмиттерного перехода Сэ дифф линейно возрастает при увеличении /э. Изменение UK также существенно влияет на Сэ дифф, так как изменяется ширина потенциального барьера коллекторного перехода. При увеличении t/K диффузионная емкость Сэ дифф уменьшается, так как снижается число основных носителей в базе.

Аппроксимация температурных зависимостей основных параметров МОП-транзисторов для инженерных приложений Текст научной статьи по специальности « Физика»

Аннотация научной статьи по физике, автор научной работы — Пилипенко А. М.

Рассмотрены экспериментальные зависимости от температуры основных параметров МОП-транзисторов ( удельной крутизны и порогового напряжения ) в широком диапазоне температур, включая криогенные. Представлены приемлемые для инженерной практики методы, позволяющие с помощью простых аналитических выражений в виде линейных или степенных функций достаточно точно аппроксимировать экспериментальные температурные зависимости основных параметров МОП-транзисторов . Исследуемые транзисторы предназначены для работы в качестве активных элементов усилительных устройств. Зависимости основных параметров МОП-транзисторов от температуры необходимы для оценки чувствительности, прогнозирования времени работоспособности и оптимизации выбора хладагента для малошумяших усилителей.

Похожие темы научных работ по физике , автор научной работы — Пилипенко А. М.

Approximation of temperature dependences of the basic MOSFET parameters for engineering applications

The experimental temperature dependences of the basic MOSFET parameters (the transconductance parameter and threshold voltage) in a wide temperature range covering both cryogenic temperature and regular temperatures are considered. The methods which acceptable for engineering practice and allow to approximate the experimental temperature dependences of the basic MOSFET parameters by the simple analytical expressions in the form of linear or power functions are presented. The investigated MOSFETs was designed for work as active elements of amplifying devices. Temperature dependences of the basic MOSFET parameters are needed for estimation of the sensitivity, prediction of uptime and optimizing the choice of refrigerant for low-noise amplifiers.

Текст научной работы на тему «Аппроксимация температурных зависимостей основных параметров МОП-транзисторов для инженерных приложений»

Аппроксимация температурных зависимостей основных параметров МОП-транзисторов для инженерных приложений

Южный федеральный университет, г. Таганрог

Аннотация: Рассмотрены экспериментальные зависимости от температуры основных параметров МОП-транзисторов (удельной крутизны и порогового напряжения) в широком диапазоне температур, включая криогенные. Представлены приемлемые для инженерной практики методы, позволяющие с помощью простых аналитических выражений в виде линейных или степенных функций достаточно точно аппроксимировать экспериментальные температурные зависимости основных параметров МОП-транзисторов. Исследуемые в данной работе транзисторы предназначены для работы в качестве активных элементов усилительных устройств. Зависимости основных параметров МОП-транзисторов от температуры необходимы для оценки чувствительности, прогнозирования времени работоспособности и оптимизации выбора хладагента для малошумяших усилителей.

Ключевые слова: МОП-транзистор, удельная крутизна, пороговое напряжение, температурные зависимости, аппроксимация, криогенные температуры.

Для создания современной электронной техники широко применяются интегральные схемы, выполненные по технологии, основанной на комплементарной структуре металл-оксид-полупроводник (КМОП). В настоящее время это наиболее активно развивающаяся твердотельная технология, а также наиболее дешевая как с точки зрения разработки, так и массового производства [1]. Основными элементами КМОП-интегральных схем являются полевые транзисторы с изолированным затвором, также называемые МОП-транзисторами.

При проектировании радиоэлектронных устройств для военной и аэрокосмической техники важно иметь достоверные и точные модели МОП-транзисторов, описывающие их характеристики и параметры в широком диапазоне температур, включая криогенные [2]. В частности, зависимости основных параметров МОП-транзисторов от температуры необходимы для оценки чувствительности КМОП-источников опорного напряжения к вариациям параметров элементов [3], для прогнозирования времени

работоспособности глубокоохлаждаемых усилительных устройств на МОП-транзисторах при изменении температуры и для оптимизации выбора хладагента [4].

Цель работы заключается в обосновании приемлемых для инженерной практики моделей температурных зависимостей основных параметров МОП-транзисторов и методов аппроксимации этих зависимостей в широком диапазоне температур — от криогенных до комнатных. Главное требование к рассматриваемым в работе моделям и методам аппроксимации заключается в их достаточной точности при сравнительно низкой вычислительной сложности.

В данной работе основными параметрами МОП-транзисторов будем называть удельную крутизну в и пороговое напряжение УТО, которые, строго говоря, являются основными параметрами статических моделей МОП-транзисторов. Удельная крутизна позволяет оценить крутизну проходной характеристики полевого транзистора £

в'(УОБ — УТО), где УОБ — напряжение затвор-исток. Значение крутизны Б, в свою очередь, определяет усилительные свойства транзистора. Пороговым напряжением УТО принято называть значение напряжения затвор-исток, при котором ток стока становится практически равным нулю.

В работе [5] была предложена универсальная четырехпараметрическая модель, позволяющая аппроксимировать зависимости в и УТО от температуры для МОП-транзисторов с различными размерами канала в широком диапазоне температур, включая криогенные. Максимальная относительная погрешность универсальной модели составляет не более 1 %, но указанная модель не удобна для инженерных расчетов, поскольку описывается достаточно сложной функцией и для определения ее параметров требуется применение методов нелинейной оптимизации. В настоящей работе предлагается использовать достаточно простые аналитические

выражения для зависимостей параметров МОП-транзисторов от температуры в виде степенных или линейных моделей, применяемых в компьютерных симуляторах SPICE-типа [6 — 8]. Степенные модели (PM) температурных зависимостей описываются следующими соотношениями

в(Т) = Рnom • (T / Tnom)BEEX; (1)

VTO(T) = VTOnom • (T / Tnom , (2)

где Tnom = 300 К — номинальная температура; pnom и VTOnom — номинальные значения удельной крутизны и порогового напряжения при T = Tnom; BEX и VEX — температурные показатели удельной крутизны и порогового напряжения соответственно.

Линейные модели (LM) температурных зависимостей имеют вид: P(T) = Pnom — TCB • (T — Tnom У; (3)

VTO(T) = VTOnom — TCV • (T — Tnom) , (4)

где TCB и TCV — температурные коэффициенты удельной крутизны и порогового напряжения соответственно.

Необходимо отметить, что модели (1) — (4) предназначены для аппроксимации температурных зависимостей параметров МОП-транзисторов в диапазоне 220 . 420 К. Достоверность и точность указанных моделей при более низких температурах ранее не исследовалась.

Первый способ аппроксимации температурных зависимостей (AM1). В простейшем случае параметры аппроксимации, которыми являются температурные показатели или коэффициенты, можно определить непосредственно из выражений (1) — (4). При этом необходимо знать

номинальные значения удельной крутизны и порогового напряжения (|3nom и

VTOnom), а также значения удельной крутизны в и порогового напряжения

VTO , измеренные при некоторой температуре T отличающейся от номинальной. Ниже приведены соотношения для расчета температурного

показателя и температурного коэффициента основных параметров МОП-транзисторов (далее в и VTO обозначены буквой x, BEX и VEX — EX, TCB и TCV- TC), которые следуют из выражений (1) — (4):

EX = W T (xV x_); (5)

где х — значение параметра МОП-транзистора при Т = Т ; хпот — номинальное значение параметра МОП-транзистора при Т = Тпот.

Применение соотношений (5), (6) для расчета параметров аппроксимации ЕХ и ТС соответствует аппроксимации экспериментальных

температурных зависимостей методом выбранных точек [9], причем

выбранные точки (узлы интерполяции) соответствуют температурам Т = Т и Т = Тпот. При использовании метода выбранных точек как абсолютная, так и относительная погрешности аппроксимации равны нулю в узлах интерполяции. На остальном интервале аппроксимации погрешность не

контролируется и может значительно возрастать, кроме того погрешность

аппроксимации будет зависеть от выбора значения Т .

Второй способ аппроксимации температурных зависимостей (АМ2) основан на применении метода наименьших квадратов. В этом случае должны быть заданы номинальное значение параметра МОП-транзистора хпот и значения параметра хи измеренные при ряде температур Ти тогда параметры аппроксимации можно найти из условия минимума функции:

где N — общее число точек измеренной температурной зависимости.

При линейной аппроксимации температурной зависимости необходимое условие минимума функции (7) 38х / дТС = 0 представляет

собой линейное алгебраическое уравнение, решение которого позволяет получить аналитическое выражения для температурного коэффициента ТС. При аппроксимации температурной зависимости степенной функцией необходимое условие минимума функции (7) дБх / дЕХ = 0 приводит к нелинейному алгебраическому уравнению, аналитическое решение которого определить не удается. Таким образом, оптимальное значение ЕХ необходимо определять с помощью численной минимизации функции (7). Однако, как показали проведенные в данной работе вычислительные эксперименты, значение ЕХ, близкое к оптимальному, можно найти аналитически из необходимого условия минимума следующей функции

Аналитические выражения для температурного показателя и температурного коэффициента, полученные из необходимых условий минимума функций (8) и (7) соответственно, имеют вид

£ !§(X / хиот) • Щ / Тпот) 1 2

ZN (х» — Хпот ) • (Т — Тпот ) = Х 2

Третий способ аппроксимации температурных зависимостей (АМ3), также как и второй способ, основан на применении метода наименьших квадратов. Особенность третьего способа заключается в том, что в качестве параметра аппроксимации рассматривается не только температурный показатель (коэффициент), а также номинальное значение параметра МОП-

транзистора хпот. Данный прием позволяет уточнить значение хпот, а также уменьшить среднеквадратическую погрешность аппроксимации температурной зависимости.

При использовании степенной модели (РМ) параметры ЕХ и хпот определяются из необходимых условий минимума функции Бу

д8у / дЕХ = 0; д8у / дхпот = 0. (11)

Для линейной модели (ЬМ) параметры ТС и хпот определяются из необходимых условий минимума функции Бх

дйх / дТС = 0; дБх / дхпот = 0. (12)

Нетрудно показать, что системы уравнений (11) и (12) являются линейными относительно параметров аппроксимации, т. е. могут быть решены аналитически, однако выражения для искомых параметров в этом случае оказываются более громоздкими, чем выражения (9) и (10).

Рассмотрим аппроксимацию экспериментальных температурных зависимостей с помощью представленных выше способов и моделей. Экспериментальные зависимости параметров в и УТО от температуры для тестовых МОП-транзисторов приведены в таблице № 1. В качестве тестовых транзисторов выбраны два ^-канальных МОП-транзистора с поликремниевым затвором, параметры и экспериментальные характеристики которых были получены в работах [4, 5, 10].

Экспериментальные зависимости от температуры удельной крутизны и

Ж/Ь Т, К 20 40 80 160 300

50/50 мкм в, мкА/В2 29,93 27,79 23,60 16,65 7,77

УТО , В 2,27 2,12 2,04 2,00 1,97

10/6 мкм в, мкА/В2 66,24 63,02 56,88 43,50 22,50

УТО , В 2,87 2,82 2,70 2,52 2,18

Первый тестовый транзистор с размерами W = 50 мкм и L = 50 мкм (W и L- ширина и длина канала соответственно) использовался исключительно для измерения параметров. Второй тестовый транзистор с размерами W = 10 мкм и L = 6 мкм соответствует транзисторам малошумящих усилителей, которые применяются в радиоприемных устройствах аэрокосмической техники. Выбор относительно большой длины канала тестовых транзисторов необходим для снижения их собственных шумов.

В таблице № 2 представлены максимальные по модулю относительные погрешности аппроксимации температурных зависимостей:

5ßmax = max| [ß(T) -ß ]/ ßг I и max = max| [VTO(Tt) — VTOi ]/ VTOi |, которые

были получены при использовании рассмотренных выше моделей и способов аппроксимации.

Погрешности аппроксимации экспериментальных зависимостей от температуры удельной крутизны и порогового напряжения

W/L модель 5ß max , % 5VTO max , %

AM1 AM2 AM3 AMI AM2 AM3

50/50 мкм PM 98,8 36,8 27,6 7,9 3,0 2,4

LM 14,7 8,3 8,0 10,8 5,6 5,3

Каждый электрик должен знать:  Кабель МКЭШ технические характеристики, расшифровка, сечения

10/6 мкм PM 75,3 29,2 20,9 36,3 5,7 4,4

LM 3,2 1,9 1,8 1,9 0,79 0,68

Из таблицы № 2 видно, что наименьшую погрешность аппроксимации температурных зависимостей обеспечивает третий способ аппроксимации (АМ3), который требует определения двух параметров аппроксимации с помощью довольно громоздких выражений. Погрешности, полученные третьим способом, всего в 1,1 — 1,2 раза меньше погрешностей соответствующих второму способу аппроксимации (АМ2), при

использовании которого определяется только один параметр. При использовании первого способа аппроксимации температурных зависимостей (АМ1), также требуется определять один параметр, но погрешность аппроксимации оказывается в 2 — 3 раза больше, чем для второго способа аппроксимации. Таким образом, с точки зрения отношения точности и вычислительных затрат второй способ является оптимальным для аппроксимации зависимостей основных параметров МОП-транзисторов от температуры. Выбор модели, описывающей температурную зависимость, также существенно влияет на точность аппроксимации. Для тестового транзистора с размерами Ж/Ь = 50/50 мкм зависимость в(Т) наиболее точно аппроксимируется с помощью линейной модели (ЬМ), а зависимость УТО(Т) — с помощью степенной модели (РМ). Для транзистора с размерами Ж/Ь = 10/6 мкм линейная модель оказывается наиболее точной для аппроксимации обоих зависимостей — в(Т) и УТО(Т).

Для наглядной иллюстрации точности и достоверности полученных в работе результатов на рис. 1 приведены экспериментальные (показаны значками) и расчетные (показаны линиями) зависимости от температуры удельной крутизны и порогового напряжения тестовых МОП-транзисторов. Расчетные зависимости в(Т) и УТО(Т) были получены с помощью моделей и способов аппроксимации, обеспечивающих наибольшую точность для соответствующего транзистора (см. таблицу № 2).

0 100 200 300 Г, К

0 100 200 300 Г, К б)

Рис. 1. — Экспериментальные и расчетные зависимости параметров

МОП-транзисторов от температуры Представленные выше результаты показывают, что при использовании предлагаемых моделей и методов относительные погрешности аппроксимации температурных зависимостей удельной крутизны и порогового напряжения для МОП-транзистора с размерами W/L = 50/50 мкм составляют 8 % и 2,4 % соответственно. Аналогичные погрешности для транзистора с размерами W/L = 10/6 мкм не превышают 1 — 2 %. С учетом того, что технологический разброс параметров МОП-транзисторов может достигать 10 — 15 % [2], то полученную в работе точность аппроксимации температурных зависимостей можно считать вполне достаточной для инженерной практики.

Таким образом, в настоящей работе обоснованы модели, описывающие зависимости от температуры основных параметров МОП-транзисторов в диапазоне температур — от 20 до 300 К. Представлены методы, позволяющие аппроксимировать экспериментальные температурные зависимости с помощью указанных моделей. Предлагаемые модели и методы хорошо подходят для инженерных приложений, поскольку обеспечивают высокую точность аппроксимации при достаточной простоте и универсальности.

Работа выполнена при поддержке стипендии Президента Российской Федерации молодым ученым и аспирантам (СП-398.2012.5).

1. Григорьев Е.В., Дмитриев А.С., Ефремова Е.В., Кузьмин Л.В. Генератор хаоса на полевом транзисторе. Математическое и схемотехническое моделирование // Радиотехника и электроника. 2007, Т. 52, № 12. С. 1463-1471.

2. Денисенко В.В. Компактные модели МОП-транзисторов в микро — и

наноэлектронике. М.: ФИЗМАТЛИТ, 2010. 408 с.

3. Бормонтов Е.Н., Сухотерин Е.В., Колесников Д.В., Невежин Е.В. Чувствительность КМОП-источника опорного напряжения к вариациям параметров элементов // Инженерный вестник Дона, 2014, № 1. URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n1y2014/2275.

4. Пилипенко А.М. Бирюков В.Н. Исследование параметров полевых транзисторов с изолированным затвором при низких температурах // Успехи современной радиоэлектроники, 2011, № 9. С. 66-70.

5. Пилипенко А.М., Бирюков В.Н. Моделирование параметров МОП-транзисторов в широком температурном диапазоне // Инженерный вестник Дона, 2013, №4. URL: ivdon.ru/magazine/archive/n4y2013/1917.

6. Cheng Y., Imai K., Jeng M., Liu Z., Kai C., Hu C. Modelling temperature effects of quarter micrometre MOSFETs in BSIM3v3 for circuit simulation // Semiconductor Science and Technology, 1997, V. 12, No. 11. — P. 1349-1354.

7. HSPICE® Reference Manual: MOSFET Models. Version D-2010.12. Synopsys, Inc., 2010. 768 p.

8. Разевиг В.Д. Применение программ Р-CAD и PSpice для схемотехнического моделирования на ПЭВМ: в 4 вып. Вып. 2: Модели компонентов аналоговых устройств. М.: Радио и связь, 1992. 72 с.

9. Попов В. П. Основы теории цепей: учебник для бакалавров. 7-е изд., перераб. и доп. М.: Юрайт, 2013. 697 c.

10. Pilipenko A.M., Biryukov V.N. Modeling of MOSFETs Parameters and Volt-Ampere Characteristics in a Wide Temperature Range for Low Noise Amplifiers Design // Proceedings of IEEE East-West Design & Test Symposium (EWDTS’2014), 2014, pp. 156-159.

1. Grigor’ev E.V., Dmitriev A.S., Efremova E.V., Kuz’min L.V. Radiotekhnika

i elektronika [Journal of Communications Technology and Electronics], 2007, vol. 52, № 12, pp. 1463-1471.

2. Denisenko V.V. Kompaktnye modeli MOP-tranzistorov v mikro- i nanoelektronike [Compact Models of MOSFETs in Micro-and Nanoelectronics]. Moscow: FIZMATLIT, 2010. 408 p.

3. Bormontov E.N., Sukhoteryn E.V., Kolesnikov D.V., Nevezhin E.V. Inzenernyj vestnik Dona (Rus), 2014, № 1, URL: ivdon.ru/ru/magazine/archive/n1y2014/2275.

4. Pilipenko A.M. Biriukov V.N. Uspekhi sovremennoi radioelektroniki [Achievements of Modern Radioelectronics], 2011, № 9, pp. 66-70.

5. Pilipenko A.M. Biriukov V.N. Inzenernyj vestnik Dona (Rus), 2013, № 4, URL: ivdon.ru/magazine/archive/n4y2013/1917.

6. Cheng Y., Imai K., Jeng M., Liu Z., Kai C., Hu C. Modelling temperature effects of quarter micrometre MOSFETs in BSIM3v3 for circuit simulation. Semiconductor Science and Technology, 1997, vol. 12, № 11, pp. 1349-1354.

7. HSPICE® Reference Manual: MOSFET Models. Version D-2010.12. Synopsys, Inc., 2010. 768 p.

8. Razevig V.D. Primenenie programm P-CAD i PSpice dlya skhemotekhnicheskogo modelirovaniya na PEVM: v 4 vyp. Vyp. 2: Modeli komponentov analogovykh ustroystv [Application of Programs P-CAD and PSpice for Circuit Simulation on PC: in 4 vol. Vol. 2: Models of Components of Analog Devices]. Moscow, Radio i svyaz’, 1992. 72 p.

9. Popov V. P. Osnovy teorii tsepey: uchebnik dlya bakalavrov [Fundamentals of Circuit Theory: Textbook for Bachelors]. 7-e izd., pererab. i dop. Moscow: Yurayt, 2013. 697 p.

Влияние температуры на работу биполярного транзистора

Влияние температуры на работу биполярного транзистора обусловлено тремя физическими факторами: уменьшением потенциальных барьеров в переходах, увеличением тепловых токов переходов и увеличением коэффициентов передачи токов с ростом температуры.

Уменьшение потенциального барьера ? К с ростом температуры также, как и в изолированном переходе, приводит к усилению инжекции, в результате чего увеличивается входной ток транзистора.

На рис..24 приведены входные характеристики транзистора в схеме с общей базой, полученные при различных температурах (заметим, что входные характеристики в схеме ОЭ при различных температурах выглядят аналогично и отличаются лишь масштабом по оси токов так как iК >>iБ. Как видно из рисунка 24, увеличение входного тока с ростом температуры эквивалентно смещению характеристики в сторону меньших входных напряжений. Это смещение описывается температурным коэффициентом напряжения , который составляет для кремниевых транзисторов ? = — 3 мВ/град. В расчетах транзисторных схем часто используют кусочно-линейную аппроксимацию входных характеристик.

На рис.24,б приведены идеализированные аппроксимированные характеристики без учета влияния сопротивления тела базы r?Б.

Как видно из рисунка при r?Б =0 характеристики проходят вертикально и напряжение на переходе равно пороговому ? — uЭБ? = U*. Изменение этого напряжения с температурой также описывается коэффициентом ? .

Увеличение тепловых токов переходов с ростом температуры, подробно рассмотренное в разделе 2, описывается приводимыми в справочниках температурными зависимостями токов IКБ0, IЭБ0.

Типовые зависимости токов IКБ0 и IЭБ0 от температуры для кремниевого маломощного транзистора приведены на рис.25.

Использование логарифмического масштаба по оси ординат позволило представить экспоненциальную зависимость токов от температуры в линейном виде. Как видно из рисунка, в рабочем интервале температур транзистора (-60 ? . + 80 ? C) токи IКБ0 и IЭБ0 могут изменяться на 1. 2 порядка. Следует заметить, что отмеченный рост тепловых токов заметно сказывается на выходных характеристиках лишь германиевых транзисторов, что связано с относительно большой величиной самих тепловых токов. В кремниевых транзисторах тепловые токи очень малы, поэтому их изменение с температурой не оказывает заметного влияния на характеристики. Увеличение коэффициента передачи тока эмиттера ? и тока базы ? с ростом температуры обусловлено ростом времени жизни электронов в базе и соответствующим ослаблением их рекомбинации с дырками. На рис.26 приведены типичные температурные зависимости коэффициентов ? и ? , нормированных к значениям, полученным при комнатной температуре ( t =20 ? C). Из рисунка видно, что если изменение ? с температурой выражено очень слабо (в рабочем интервале температур оно не превышает нескольких процентов), то изменение ? может достигать нескольких сотен процентов.

Сказанное выше иллюстрируют приведенные на рис.27 выходные характеристики транзистора в схемах ОБ и ОЭ, полученные при различных температурах. Как видно из рисунка, увеличение температуры приводит к смещению (дрейфу) характеристик в сторону более высоких токов коллектора. При этом в схеме ОБ при фиксированном токе эмиттера ? iК= ? ? iЭ температурный дрейф характеристик выражен довольно слабо, что объясняется слабой температурной зависимостью коэффициента передачи тока эмиттера ? — см. рис. 26. У характеристик для схемы ОЭ, снимаемых при iБ =const, в связи с сильной температурной зависимостью коэффициента передачи тока базы ? температурный дрейф очень велик — изменение тока коллектора ? iК= ? ? iБ может достигать несколько десятков и даже сотен процентов. Температурная нестабильность характеристик транзистора в схеме ОЭ требует специальных мер по стабилизации рабочей точки. На рис.27 приведены три типовые схемы задания режима работы транзистора по постоянному току. В схеме, приведенной на рис 27,а внешние элементы задают ток базы

Отсюда можно записать выражение для расчета коллекторного тока:

Оценим изменение тока IК при изменении температуры на 20 ? С. Будем полагать EК=10 В, RБ=100 кОм, ? (20 ? С)=100, U*(20 ? С)=0.7В и IКЭ0(20 ? С)=5мкА, откуда IК(20 ? С )=100 · 10/10 5 -100 · 0.7/10 5 +5 · 10 -6 = =9.305 мА. Будем также считать, что изменение ? при изменении температуры на 20 ? С составляет 50%, изменение U* определяется коэффициентом ? = -2 мВ/град , изменение IКЭ0 определяется температурой его удвоения T* = 5 ? С. Тогда несложно определить значения ? , U* и IКЭ0 при t ? =40 ? С: ? (40 ? С) =1,5 ·100=150, U*(40 ? С)=0,7-20 ·2 ·10 -3 =0,66 В и IКЭ0( 40 ? С)=2 4 ·5 ·10 -6 =160 мкА. Тогда ток IК ( 40 ? С)=150·10/10 5 -150 ·0,66/10 5 +160·10 -6 =14,17 мА, то есть ток IК изменился на 52,3 % и основной вклад в это изменение внес коэффициент передачи тока базы ? . Расчет показывает, что эта схема обладает низкой температурной стабильностью. В схеме, приведенной на рис.28,б, внешние элементы задают ток эмиттера

Таким образом, в этой схеме обеспечивается высокая температурная стабильность (как в схеме ОБ), правда достигается она за счет использования дополнительного источника питания. Следует заметить, что указанная схема представляет собой по переменному току — схему ОЭ, а по постоянному току — схему ОБ. Третья схема (см. рис.28,в) занимает промежуточное по термостабильности положение между двумя первыми схемами. В этой схеме фиксируется напряжение uБЭ и при рациональном выборе RБ1,RБ2 и RЭ температурная стабильность всего в 2 — 3 раза хуже, чем во второй схеме.

Большая Энциклопедия Нефти и Газа

Зависимость — параметр — транзистор

По ходу этой линии лежит область граничного режима работы генератора. Слева от этой линии лежит область параметрического режима с резко меняющейся зависимостью параметров транзистора от режима работы, а справа — область допараметрического режима, которой присуще постоянство параметров транзистора. [32]

Это явление, присущее УПТ прямого усиления, в которых сигнал постоянного тока усиливается непосредственно, без преобразования в сигнал переменного тока, и называемое дрейфом нуля, проявляется. Основными причинами дрейфа нуля являются: нестабильность напряжения питания, которым определяется режим транзистора по постоянному току; зависимость параметров транзистора и других элементов схемы от температуры окружающей среды; старение элементов и связанное с ним изменение их параметров. Эти причины объединяют общим названием — дестабилизирующие факторы. [33]

Практически на всех частотах существует воздействие выходных цепей на входные цепи через междуэлектродные сопротивления. Для уменьшения этого воздействия в схемах транзисторных усилителей предусматривают меры, повышающие устойчивость их работы. Велика зависимость параметров транзисторов от температуры. Это вынуждает принимать специальные меры для стабилизации режима работы уси; ительных каскадов, что усложняет их схемы. [34]

С-связыо определяются влиянием реактивных элементов цепей связи и смещения, а также частотными свойствами самого транзистора. Так как зависимость параметров транзистора от частоты проявляется только в области высоких частот, то удобно рассматривать работу усилителя отдельно на высоких и низких частотах. [35]

Специфической особенностью транзистора является зависимость его параметров от температуры и режима работы. Эту зависимость необходимо учитывать при выборе рабочей точки каскада и рассмотрении температурной нестабильности его коэффициента усиления. При этом особенно важно знать зависимость основ-ных параметров транзистора — g, S, гб, Сбк и г, наиболее сильно влияющих на показатели усилителя. [36]

Для анализа применен аппарат диаграмм срыва и смещения, достаточно полно разработанный применительно к исследованию ламповых и транзисторных автогенераторов на низких частотах. Учтена главная особенность транзистора на высокой частоте, а именно комплексность крутизны и входное сопротивление транзистора. Полученные результаты интерпретируются для случая кусочно-линейной аппроксимации зависимости параметров транзистора от режима. Строится фазовая плоскость транзисторного автогенератора для различных соотношений между постоянными времени колебательного контура и цепи автосмещения. [37]

Рекомендуемая в работе [10] и принятая здесь методика расчета дает сравнительно грубую оценку искажений формы сигнала в случае, когда сигнал нельзя считать малым. Характер переходного процесса при большом сигнале в значительной мере зависит от того, как изменяются параметры транзистора в пределах рабочего участка динамической характеристики. Очевидно, что большему сигналу соответствует и большее изменение параметров. Зависимость параметров транзистора от мгновенных значений тока и напряжения указывает на то, что оконечный каскад усилителя ( а иногда и предоконечный) следует рассматривать как каскад с заметной нелинейностью. В частности, в связи с указанной нелинейностью возникает некоторое различие в характере воспроизведения переднего и заднего фронтов усиливаемых импульсов. К настоящему времени методика инженерного расчета усилителя при большом сигнале еще не разработана, поэтому ограничиваются расчетом, носящим приближенный характер. [38]

Настоящее второе издание отличается от первого тем, что за счет второстепенного материала внесены дополнения и уточнения, облегчающие чтение учебника, а также проведена большая редакционная обработка материала. Переработаны § 2 — 3 Вольт-амперная характеристика р-тг-перехода, § 3 — 3 Импульсные диоды, § 4 — 1 Основные процессы в плоскостном бездрейфовом транзисторе. Коэффициент передачи тока эмиттера, § 4 — 2 Дифференциальные сопротивления переходов и емкости транзистора, § 4 — 5 Зависимость параметров транзистора от режима работы, температуры и частоты, § 4 — 10 Шумы транзистора § 9 — 3 Работа однокаскадного усилителя с ДС-связью при усилении гармонических сигналов, § 9 — 9 Коррекция характеристик усилителя с — RC-связью, § 11 — 1 Усилители с трансформаторной связью на транзисторах, § 12 — 5 Двухтактные выходные каскады класса В, § 17 — 2 Внутренняя обратная связь и ее нейтрализация и § 17 — 5 Генераторы LC на транзисторах. [39]

Каждый электрик должен знать:  Вопросы по монтажу проводки на даче

Схемы усилителей с использованием полупроводниковых триодов оказались более надежными, экономичными и достаточно простыми. Усилители выполняются одно — и многокаскадными. Многокаскадные дают значительно большее усиление, чем однокаскадные, и применяются при значительной интенсивности загрязнения электродов. Однако в электродных датчиках многокаскадные усилители практически применяют мало. Принцип действия многокаскадных усилителей основан на усилении постоянного тока при соприкосновении электро — — дов с контролируемой жидкостью. При большом коэффициенте усиления в схеме усилителя увеличиваются собственные шумы полупроводниковых триодов и неустойчивость работы усилителя. Значительным недостатком усилителей постоянного тока является изменение напряжения на выходе усилителя при постоянном и даже нулевом входном сигнале — так называемый дрейф нуля. Это вызывается тепловыми шумами и зависимостью параметров транзисторов от изменения температуры окружающей среды. В подобных усилителях выходной ток изменяется на 100 % при изменении температуры на 20 С. [40]

Моделирование характеристик IGBT транзистора

Биполярные транзисторы с изолированным затвором являются типом транзистора, который появился сравнительно недавно. Его входные характеристики подобны входным характеристикам полевого транзистора, а выходные — выходным характеристикам биполярного.

Рис. 69. IGBT транзистор в разрезе

В литературе этот прибор называют IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). По быстродействию они значительно превосходят биполярные транзисторы. Чаще всего IGBT-транзисторы используют в качестве мощных ключей, у которых время включения 0,2 — 0,4 мкс, а время выключения 0,2 — 1,5 мкс, коммутируемые напряжения достигают 3,5 кВ, а токи 1200 А.

Рис. 70. Схема для моделирования характеристик IGBT транзистора

Выходная характеристика

.DC LIN V_V2 0 100 0.1

.STEP V_V1 LIST 0 2 4 6 8 10

.PROBE V(alias(*)) I(alias(*)) W(alias(*)) D(alias(*)) NOISE(alias(*))

Рис. 71. График зависимости тока коллектора от напряжения на коллекторе IGBT транзистора при различных напряжениях на затворе

Видно, что график выходной ВАХ транзистора начинается не из начала координат, а при напряжении на коллекторе, превышающем пороговое напряжение.

Характеристика передачи

.DC LIN V_V1 0 10 0.1

.PROBE V(alias(*)) I(alias(*)) W(alias(*)) D(alias(*)) NOISE(alias(*))

Рис. 72. График зависимости тока коллектора от напряжения на базе IGBT транзистора при двух различных напряжениях на коллекторе

Из данного графика видно, что пороговое напряжение для этого IGBT транзистора примерно составляет 3.5 В.

Температурная зависимость характеристики передачи

.DC LIN V_V1 0 10 0.1

.PROBE V(alias(*)) I(alias(*)) W(alias(*)) D(alias(*)) NOISE(alias(*))

Рис. 73. Температурная зависимость тока коллектора от напряжения на базе IGBT транзистора при двух различных напряжениях на коллекторе

С ростом температуры увеличивается коэффициент усиления биполярного транзистора, что приводит к росту тока коллектора. Это связано с увеличением времени жизни неосновных носителей зарядов.

Моделирование характеристик диодов

Полупроводниковый диод — полупроводниковый прибор с одним выпрямляющим (p-n) переходом или выпрямляющим контактом метал-полупроводник и двумя выводами (электродами).

Вольт-амперные характеристики диода

Вольт-амперная характеристика (ВАХ) — график зависимости тока через двухполюсник от напряжения на этом двухполюснике. Вольт-амперная характеристика описывает поведение диода на постоянном токе.

Рис. 74. Схемы моделирования ВАХ диода. Левая для прямой ветви, правая для обратной ветви.

Как видно, схемы моделирования прямой и обратной ветвей отличаются. Это следует из принципа работы диода. При моделировании прямой ветви ВАХ диода, должен задаваться ток, поскольку рабочим механизмом при протекании прямого тока является инжекция не основных носителей заряда (сильная зависимость прямого тока от напряжения). На обратной ветви ток до наступления пробоя слабо зависит от напряжения. Такая модель является хорошо обусловленной, или адекватной, что обеспечивает минимальные погрешности при моделировании.

Прямая ветвь ВАХ диода и её температурная зависимость

Параметры моделирования:

.DC LIN I_I1 0 500m 0.1m

.PROBE V(alias(*)) I(alias(*)) W(alias(*)) D(alias(*)) NOISE(alias(*))

Рис. 75. График прямой ветви ВАХ диода.

При повышении температуры падение напряжения на диоде уменьшается из-за снижения высоты потенциального барьера (становится уже ЗЗ).

Обратная ветвь ВАХ диода и её температурная зависимость

Параметры моделирования:

.DC LIN V_V1 0 125 0.01

.PROBE V(alias(*)) I(alias(*)) W(alias(*)) D(alias(*)) NOISE(alias(*))

Рис. 76. График тока через диод при малых обратных напряжениях и различных температурах.

При низких температурах видно, что зависимость тока характерна для генерационной природы тока, а при повышенных температурах наблюдается насыщение тока, что характерно для диффузионной природы обратного тока.

Обратная ветвь ВАХ диода и её температурная зависимость. Область пробоя

.DC LIN V_V1 119 125 0.0001

.PROBE V(alias(*)) I(alias(*)) W(alias(*)) D(alias(*)) NOISE(alias(*))

Рис. 77. График тока через диод при больших обратных напряжениях и различных температурах.

Рис. 78. Начальный участок графика тока через диод при больших обратных напряжениях и различных температурах.

В начальной области ток определяется свойствами p-n перехода, а при больших токах ограничивающим действием сопротивления нейтральных областей диодной структуры. На этом участке можно определить сопротивление нейтральных областей.

Зависимость характеристик транзистора от температуры

Как влияет температура на свойства транзистора и положение рабочей точки?

Температура транзистора значительно сильнее влияет на параметры биполярных транзисторов, чем полевых. В разной степени изменению подвержена все параметры. Особенно заметен рост коэффициента h 21э при увеличении температуры, а также рост обратных токов, например ток I кбо для кремниевых транзисторов удваивается при повышении температуры на 6 °C.

Полевой транзистор обладает меньшей зависимостью от температуры, однако четко прослеживается убывание тока I с при увеличении температуры.

Примерный вид характеристик биполярного транзистора для разных температур представлен на рис. 4.28.

Рис. 4.28. Характеристики биполярного транзистора при 25 и 105 °C

Зависимость параметров транзистора от температуры, а следовательно, изменение токов вызывают меньшие или большие изменения положения рабочей точки. Может случиться, что под влиянием температуры рабочая точка сместится так, что появятся сильные искажения или будет превышена максимальная мощность потерь.

Для предотвращения подобных явлений часто прибегают к использованию схем стабилизации рабочей точки.

ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ОТ РЕЖИМА И ТЕМПЕРАТУРЫ

Зависимость от режима. Параметры транзистора зависят от рабочей точки. Величинами, определяющими режим, считаются ток и напряжение . Посмотрим, как меняются параметры транзистора в зависимости от этих величин.

Коэффициент передачи тока зависит от напряжения из-за модуляции толщины базы. Чем больше (по модулю) коллекторное напряжение, тем уже база и тем ближе к единице коэффициент переноса дырок. Следовательно, коэффициент увеличивается с ростом . Поскольку относительные изменения невелики и их трудно отобразить на графике, на рис. 3-19,а показана кривая , которая гораздо ярче иллюстрирует эти изменения, сохраняя качественный характер зависимостей. Зависимость от тока эмиттера (рис. 3-19,б) обусловлена главным образом изменением коэффициента инжекции : с увеличением тока модулируется (уменьшается) сопротивление базы и уменьшается коэффициент . Соответствующий спад коэффициента является важным фактором, ограничивающим максимальный рабочий ток транзистора. Уменьшение коэффициента в области малых токов объясняется двумя причинами. Во-первых, уменьшается эквивалентный коэффициент диффузии. Во-вторых, возрастает роль тока рекомбинации в области эмиттерного перехода. Поскольку этот ток обусловлен уходом электронов из базы, общий коэффициент инжекции соответственно уменьшается.

Первая причина , свойственная всем бездрейфовым транзисторам, приводит к уменьшению всего на несколько процентов. Вторая причина, характерная для кремниевых транзисторов , может привести к уменьшению в 2 раза и больше (при этом величина может уменьшиться в десятки раз).

В настоящее время, особенно в связи с разработкой маломощных интегральных схем, поведение транзисторов в области малых токов и напряжения привлекает особое внимание.

В области микротоков можно принять , авеличину (рис. 3-19), которая более наглядно характеризует изменения , представить в виде

где , — время жизни носителей.

Приведенные соображения подтверждают и конкретизируют спад с уменьшением тока, а также иллюстрируют зависимость этого спада от ряда факторов. В первую очередь следует отметить прямую зависимость от времени жизни и тем самым от свойств и состояния поверхности в области перехода. Спад коэффициента передачи в области больших и малых токов приводит к наличию максимума на кривой , который имеет место при некотором небольшом токе. Этот ток обычно близок к рекомендуемому в качестве номинального.

Коэффициент обратной связи обратно пропорционален и не зависит от тока .

Объемное сопротивление базы г6 модулируется при больших токах эмиттера. Эта модуляция имеет место в первую очередь в активной области базы. Поэтому с ростом тока сопротивление активной области играет все меньшую роль и суммарная величина г6 все больше определяется пассивными областями.

Время жизни с увеличением уровня инжекции (т. е. тока ) меняется по-разному в зависимости от удельного сопротивления базы. Влияние коллекторного напряжения на время жизни практически отсутствует.

Время диффузии и пропорциональная ему постоянная времени зависят от тока в той мере, в какой коэффициент диффузии зависит от уровня инжекции. Практически в области больших токов наблюдается некоторое увеличение времени . Коллекторное напряжение влияет на параметры и благодаря модуляции толщины базы. А именно с ростом толщина уменьшается, что уменьшает параметры и иногда на десятки процентов (если база достаточно тонка). Граничная частота соответственно возрастает.

Что касается барьерных емкостей, то их зависимость от режима определяется формулами (2 82)

Зависимость от температуры. Параметры транзистора зависят от температуры даже при неизменной рабочей точке.

Коэффициент передачи зависит от температуры через параметры и (величину можно считать постоянной, так как слой эмиттера является полуметаллом). Из этих параметров главную роль играет время жизни, которое существенно возрастает с температурой. Поэтому коэффициент растет при нагреве транзистора и уменьшается при его охлаждении. На рис. 3-20 для большей ясности показана температурная зависимость величины .

Сопротивление эмиттерного перехода , линейно зависит от температуры через параметр . Легко показать, что значение меняется приблизительно на 0,33%/°С.

Сопротивление коллекторного перехода зависит от температуры в основном через диффузионную длину L(т. е. через время жизни) и должно увеличиваться при нагреве транзистора. Такое увеличение действительно наблюдается в области отрицательных температур, но в районе комнатной температуры (а иногда и раньше) оно сменяется спадом и кривая имеет максимум. Уменьшение при повышенных температурах объясняется влиянием утечек.

Коэффициент обратной связи зависит от температуры через параметр , т. е. линейно, как и сопротивление .

Объемное сопротивление базы меняется с температурой постольку, поскольку меняется удельное сопротивление. Зависимость вобщем случае, как известно, нелинейна; во многом она зависит от концентрации примесей в базовом слое. В случае относительно низкоомной базы, что характерно для кремниевых транзисторов, сопротивление монотонно возрастает в рабочем диапазоне температур. В случае германиевых транзисторов база нередко бывает относительно высокоомной; тогда сопротивление имеет максимум при температуре 20—70° С (рис. 3-20), после чего уменьшается, поскольку примесный полупроводник постепенно превращается в собственный.

Время жизни , как уже отмечалось, увеличивается с ростом температуры, особенно тогда, когда сопротивление базы приближается к собственному. Поэтому такая зависимость сильнее выражена у германиевых транзисторов.

Время диффузии ипостоянная времени зависят от температуры через коэффициент диффузии и поэтому должны несколько увеличиваться при нагреве транзистора. Поскольку эта зависимость имеет вид ,она обычно не играет практической роли.

Для германиевых транзисторов важное значение имеет температурная зависимость теплового тока коллектора . Будучи очень небольшим, при комнатной температуре (0,1—0,5% режимного тока ), он сильно возрастает при нагреве транзистора, а это, как видно из рис. 3-11,а, смещает все кривые коллекторного семейства характеристик. В результате получается косвенная температурная зависимость параметров. Функцию нет необходимости рассматривать подробно, так как она проанализирована раньше применительно к тепловому току диода.

Полная аналогия с диодами имеет место в отношении температурной зависимости напряжения на эмиттерном переходе при заданном токе . Напомним, что зависимость эта почти линейна (при низких уровнях инжекции) и характеризуется отрицательной чувствительностью, близкой к 2 мВ/°С для обоих типов транзисторов — кремниевых и германиевых.

Зависимость параметров полевого транзистора от режима работы и температуры

Низкочастотные значения крутизны и выходной проводимости полевого транзистора существенно зависят от режима работы. Вследствие того что характеристика прямой передачи имеет четко выраженный квадратичный

рис. 4.13 рис. 4.14

характер (5.3), крутизна является линейной функцией напряжения на затворе (рис. 4.13) и растет с увеличением тока стока (pиc. 4.14).

Выходная проводимость, аналитическое выражение которой может быть получено дифференцированием (1.2) по пере-менной Uси, уменьшается с ростом обратного напряжения на затворе (см. рис. 4.15) и существенно зависит от напряжения на стоке. Из этой зависимости, представленной на рис. 1.13, оси по результатам дифференцирования (5.2) для транзистора с n – р — переходом, следует, что при напряжениях на стоке, меньших некоторого напряжения Uси1, выходная проводимость резко увеличивается.

рис. 4.15 Рис. 4.16

Характеристики и параметры полевых транзисторов подвержены влиянию температуры окружающейсреды. Изменения температуры приводят к изменению контактной разности потенциалов n — р-перехода и подвижности носителей заряда, что вызывает температур-ную нестабильность тока стока Ic, напряжения отсечки Uзи отс, порогового напряжения, крутизны транзистора и обратного тока затвора. С повышением температуры уменьшаются , глубина проникнове-ния n — р-переходов в пластину р-полупроводника (см. рис. 4.16) и со-противление канала, что должно привести к увеличению тока стока. С другой стороны, с увеличением температуры уменьшается подвижность носителей (дырок в рассматриваемом случае), что приводит к уменьшению тока стока. Результирующее изменение тока стока может быть как положительным, так и отрицательным. В итоге появляются условия, при которых ток стока не будет изменяться с изменением температуры.

На рис. 4.16,а показано семейст-во характеристик прямой передачи полевого транзистора при различных температурах, имеющее веерообразный характер: ток стока с увеличением температуры уменьшается, и температурный коэффициент тока стока оказывается отрицательным.

Для зависимости Iс=f(Uзи), показанной на рис.4.16,б, температурный коэффициент тока стока отрицателен, если Uзи U0зи. Величина тока стока при напряжении U0зи, практически не зависит от температуры окружающей среды. Точка на характеристике прямой передачи, соответствующая U0зи, называется термостабильной точкой, ток в ней — термостабильным током. Режим термостабильного тока может использоваться в усилителях, но следует иметь в виду, что крутизна в этой точке мала и зависит от температуры. Из этого не следует делать вывод о возможности получения абсолютной температурной стабильности выходного тока транзистора, так как ток затвора, являющийся током обратносмещенного в n— р- перехода, принципиально зависит от температуры, что приводит к нестабильности смещения на затворе и, следователь-но, к нестабильности тока стока.

Каждый электрик должен знать:  Розетки и выключатели Viko обзор всех серий

Напряжение теплового сдвига характеристик (см. рис. 4.16,a) мо-жет быть вычислено по формуле

Здесь Uзи отс— напряжение отсечки; Uзи1 – смещение на затворе в данной рабочей точке; — изменение температуры Т относительно комнатной температуры Т.

Изменение тока затвора вычисляется как:

Здесь IЗ0 — ток затвора при комнатной температуре, который в кремниевых полевых транзисторах не превышает 2*10 -8 А; а =0,13 К -1 .

Для нормальной работы транзистора необходимо включение во входной цепи транзистора резистора утечки, обеспечивающего цепь для протекания тока затвора. Чтобы изменение тока затвора не меняло заметно напряжение на затворе, максимальная величина сопротивления резистора утечки не должна превышать некоторой величины, которая оговаривается в справочных данных транзистора.

Крутизна в рабочей точке при температуре Т2 определяется по формуле:

где S(Т1) — крутизна в рабочей точке при температуре Т1, полученная дифференцированием (5.3) с учетом зависимости параметров, входящих в (5.3), от температуры и формулы (5.7)

Подобно биполярным транзисторам, полевые транзисторы используют в трех основных схемах включения: с общим истоком (ОИ), общим стоком (ОС) и общим затвором (ОЗ). Усилительный каскад по схеме ОИ аналогичен схеме ОЭ. Он дает большое усиление тока и мощности и инвертирует фазу входного напряжения. Коэффициент усиления каскада по напряжению приближенно равен Ku= SRH.

Схема ОС подобна эмиттерному повторителю и называется истоковым повторителем. Коэффициент усиления каскада по напряжению близок к единице. Усилитель по схеме ОС имеет сравнительно небольшое выходное сопротивление и большое входное сопротивление. Кроме того, здесь значительно уменьшена входная емкость, что способствует увеличению входного сопротивления на высоких частотах.

Схема ОЗ аналогична схеме ОБ. Схема не усиливает тока, поэтому коэффициент усиления по мощности во много раз меньше, чем в схеме ОИ. Эта схема имеет малое входное сопротивление, так как входным током является ток стока. Фаза напряжения при усилении не инвертируется.

К Т 3 1 5 А , Г Т 7 0 1 А , К П 3 0 3 Е

1 – характеризует материал. Г,1 –Ge; К,2 –Si;

2 – функциональное назначение.

3 – цифра связанная с мощьностью рассеивания и его частотными свойствами.

Допустимая рабочая температура мощного кремниевого транзистора, современные допуски?

Всю жизнь в своих радиолюбительских конструкциях, и при ремонте радиоаппаратуры, температуру нагрева транзисторов (на радиаторах) определял на ощупь, и этого было достаточно, нагрев делил на четыре стадии: теплый; горячий; очень горячий; можно яичницу жарить . Допускал всегда первую и вторую стадии нагрева. Но вот, по окончании ремонта блока питания телевизора HITACHI http://www.pro-radio.ru/video/4135/ обнаружил, что температура нагрева радиатора ключевого транзистора блока питания, выше всех остальных радиаторов телевизора, больше двух секунд палец нельзя удержать, по моим четырем стадиям нагрева радиатор был нагрет до третей стадии — очень горячий. Вспомнил, что к моему тестеру прилагалась термопара, измерил температуру — прибор показал 85 градусов Цельсия (при температуре воздуха в комнате 25. 26 градусов).
Транзистор BUT12AF. Много это 85 градусов? тем более что задняя крышка телевизора открыта.

В даташите на транзистор я нашел два максимально допустимых значения температуры:
storage temperature 150 °C (температура хранения)
junction temperature 150 °C (соединительная температура)

Второе, наверное, означает — температура пайки. А какая же максимально допустимая рабочая температура по даташиту? Возможно 100 градусов, так как некоторые параметры приведены для 25 и 100 градусов. Но нет, один параметр «ICES / collector-emitter cut-off current / 3 mA» указан для температуры 125 °C

Мои вопросы:
_много ли это, 85 °C, температура радиатора с транзистором BUT12AF ?
_какая максимально допустимая рабочая температура транзистора BUT12AF, по даташиту? (даташит прилагаю).
_как правильно перевести параметр «junction temperature / 150 °C» ? может это и есть макс. доп. рабочая температура?

АК: Много это 85 градусов?
Это температура радиатора. При такой температуре, температура кристалла(которая, скорее всего и приводится в справочнике) легко может перевалить за 100 градусов.

AK
много ли это, 85 °C, температура радиатора с транзистором BUT12AF
— Без дополнительных данных точно сказать нельзя.
Температура криcталла = P * (Rjc + Rb + Rhs) + Ta, где
P — мощность на транзисторе;
Rjc — тепловое сопротивление кристалл — корпус транзистора;
Rb — тепловое сопротивление прокладки, термопасты или чего там еще между корпусом и радиатором;
Rhs — тепловое сопротивление радиатора;
Ta — температура окружающей среды;

Тепловое сопротивление криcталл — корпус есть в даташите, 1К/Вт (thermal resistance from junction to mounting base).
Тепловое сопротивление прокладки с термопастой, ну допустим 0.1К/Вт.

Тепловое сопротивление радиатора и мощность неизвестны. Для вычисления температуры кристалла надо знать хотя бы одну из этих величин.

как правильно перевести параметр «junction temperature / 150 °C»

— Температура p-n перехода или температура кристалла, без разницы.

Там есть ещё один параметр: thermal resistance from junction to mounting base 1 K/W. Отсюда я делаю вывод, что данный параметр по нашему означает теловое сопротивление кристалл-корпус (вернее, как они называют, монтажная база). Кроме того там есть график допустимой рассеиваемой мощности в зависимости от температуры корпуса. Получается 150°C — это максимальная температура кристалла, а максимальную температуру корпуса можно определить зная выделяемую мощность и указаное выше тепловое сопротивление. Т. е. для получения максимальной температуры корпуса в данном случае надо вычесть выделяемую мощность из 150 (тепловое сопротивление 1°С/Вт). Маловероятно, что выделяемая там мощность равна 65 Вт, поэтому 85° — это допустимо.

PS. Пока писал caddr уже ответил.
caddr: Температура криcталла = P * (Rjc + Rb + Rhs) + Ta.
Я упростил расчёт т.к. уже известна температура радиатора, а тепловым сопротивлением прокладки в данном случае можно пренебречь, т.к. она за пределами точности самого расчёта.

caddr: Тепловое сопротивление радиатора и мощность неизвестны. Для вычисления температуры кристалла надо знать хотя бы одну из этих величин.
По радиатору могу дать такие данные: алюминиевый ребристый с одной стороны, размер радиатора 4 х 4 см, высота ребер 1 см, количество ребер 8 шт.
Транзистор полностью в пластмассе, так что прокладка отсутствует.

SAK: Т. е. для получения максимальной температуры корпуса в данном случае надо вычесть выделяемую мощность из 150 (тепловое сопротивление 1°С/Вт). Маловероятно, что выделяемая там мощность равна 65 Вт, поэтому 85° — это допустимо.
Имея данные по радиатору, и зная температуру воздуха и температуру радиатора, можно ли определить выделяемую мощность?

caddr: Rhs — тепловое сопротивление радиатора;
На сколько я понимаю, эта величина как-то связана с площадью радиатора? А то я по старинке, не производя никаких расчетов, прикрутил к радиатору алюминиевую пластину размером примерно 2 х 7 х 0,2 см, изменится ли после этого тепловое сопротивление радиатора? С практики убежден, что температура радиатора снизится, но еще не мерил.

Подумал и добавлю, я так понимаю:
_тепловое сопротивление радиатора будет уменьшаться, если увеличивать площать радиатора,
_тепловое сопротивление радиатора будет уменьшаться, если радиатор поместить в более плотную среду, например воду,
_тепловое сопротивление радиатора будет уменьшаться, если среда вокруг радиатора будет циркулировать (например вентилятор в воздухе).
__тепловое сопротивление радиатора будет уменьшаться, если применить материал с большей теплопроводностью, например, алюминий заменить медью.

Так как же рассчитать тепловое сопротивление радиатора, зная его конструкцию и материал?

За свою ремонтную практику не встречался с экстремальным нагревом ключей БП телевизоров. Что бы палец не терпел.
Собственно, иногда было достаточно посмотреть на цвет ПП под сабжем. Если нагрев РОДНОГО ключа (установленного производителем) вызывал потемнение ПП, то можно было говорить о некорректности схемы или о дефектности её комплектующих.

Тепловое сопротивление радиатора проще измерить, потому что оно зависит от множества факторов (расположение, цвет поверхности, обдув, пыль на радиаторе и проч). Технология нехитрая:
1. Измеряете температуру холодного радиатора.
2. Измеряете омическое сопротивление радиатора. Запитываете радиатор от генератора тока в тех же точках, где измеряли сопротивление. Ждете минут 20, пока стабилизируется тепловой поток.
3. Измеряете температуру нагретого радиатора и ток через него.
4. Дальше — очевидная формула Rhs = (Тгор-Тхол)/(Rрад * I ^ 2)
Нудно, но надежно.

АК
На сколько я понимаю, эта величина как-то связана с площадью радиатора?
— Конечно, чем больше площадь, тем меньше тепловое сопротивление, при прочих равных.
Как Вы верно заметили, на тепловое сопротивление влияет куча факторов, помимо площади. Например, наличие мощного принудительного обдува может уменьшить тепловое сопротивление в десяток раз.

Для грубых оценок теплового сопротивления можно использовать объем прямоугольного параллепипеда, в который «вписывается» радиатор. Звучит несколько странно на первый взгляд — не учитывается ни материал, ни площадь поверхности, ни конфигурация. Расчет на то, что радиаторы промышленного изготовления одинакового объема имеют более-менее стандартные параметры.

В Вашем случае, объем параллепипеда 16 куб.см (4 * 4 * 1 см).

При условии охлаждения только за счет конвекции, тепловое сопротивление радиатора такой площади будет порядка 30К/Вт. Это очень грубая оценка, разумеется.

Считаем мощность, рассеиваемую радиатором, если принять температуру окружающей среды за 25C:
P = (85 — 25) / 30 = 2 Вт.
Тогда температура кристалла (с учетом уже сказанного в теме) превысит темпераутру радиатора примерно на 2 Вт * 1К/Вт.
Т.е. вполне допустимый режим.

Источник информации по ориентировочному расчету теплового сопротивления — документация с сайта производителя теплоотводов.
http://www.wakefield.com/pdf/thermal_tutorial.pdf

График из этой доки в аттаче, только объем там в кубических дюймах.

chav1961
— При экспериментальном определении теплового сопротивления, лучше, наверное, греть радиатор тем же транзистором.

Гм. радиатор-то, наверное, не меняли в телике.

Форум про радио — сайт, посвященный обсуждению электроники, компьютеров и смежных тем.

ТЕМПЕРАТУРНАЯ НЕСТАБИЛЬНОСТЬ

Итак, мы убедились в необходимости достаточно обоснованного вы­бора положения работай точки маломощных и, особенно, мощных транзисторов. Но, если не принять специальных мер, то положение этой точки на характе­ристике самопроизвольно изменится при работе транзистора в результате из­менения температуры окружающей среды и нагревания самого транзистора про­ходящими через него токами.

В цепи коллектора протекает обратный ток IкБо, который зависит от тем­пературы: при повышении температуры на каждые 10° С ток IKБO германие­вого транзистора удваивается, а у кремниевых IKБO изменяется в 2,5 раза (правда, по значению этот ток значительно меньше, чем у германиевого тран­зистора, поэтому кремниевые более температуроустойчивы). Сам по себе ток IКБО незначителен; у маломощных транзисторов он составляет микроамперы, но от него зависит ток коллектора Iк = Iкбо(h21э + 1) Например, если ток IКбо при 20° С составляет 5 мкА, то при 40° С, а это обычная температура внутри работающего транзистора, он возрастает до 20 мкА. И хотя увеличе­ние тока на 16 мкА — это очень мало, ток коллектора изменится (при й31Э= = 25) на ДIк=ДIКБО(h21Э + 1) = 15(25+1) =390 мкА, т. е. почти на 0,4 мА, а это уже заметно, так как рабочий ток коллектора составляет 1 imA.

Рис. 10. Токи и напряжения в тран­зисторном усилительном каскаде

Увеличение тока коллектора приводит к уменьшению тока базы, посколь­ку ток базы IБ равен разности токов эмиттера и коллектора. Изменение же то­ка базы приводит к изменению напряжения на базе, а даже незначительное из­менение напряжения база — эмиттер приводит к значительным изменениям то­ков транзистора. Отсюда понятна зависимость режима работы транзистора от температурного изменения обратного тока коллектора IКБО. Для уменьшения этой зависимости необходимо снизить влияние изменения тока базы на значе­ние напряжения на базе. Если увеличить ток делителя Iд в цепи базы (рис. 10), то уменьшится зависимость напряжений U± и Uz от тока базы IБ. Но для этого придется уменьшить сопротивле­ние резисторов R1 и R2, что приведет к увеличению потребления энергии от источника питания и уменьшению вход­ного сопротивления каскада, так как эти резисторы шунтируют цепь базы тран­зистора. Поэтому на практике ток дели­теля Iд для маломощных каскадов вы­бирают из условия: Iд>(5-10)IБ, а для мощных каскадов: Iд>(1-5)IБ. Чтобы не ухудшать КПД каскада, ток Iд выбирают не более 10 — 15% тока коллектора.

Более действенный способ борьбы с температурной нестабильностью тран­зисторного каскада — включение в эмиттерную цепь резистора R3. При изме­нении токов Iк и IБ происходит изменение и тока эмиттера Iд. При увели­чении тока Iэ увеличивается и падение напряжения IэRэ на резисторе RЭ, вследствие чего напряжение между базой и эмиттерам транзистора UБЭ = = — IДR2 + Uэ становится менее отрицательным, что препятствует дальнейшему увеличению тока IЭ. Таким образом в цепи RЭCЭ создается напряжение только за счет постоянной составляющей эмиттерного тока I3, которая зависит от температуры транзистора. С повышением температуры ток эмиттера возрастает, в результате увеличивается напряжение в цепи RЭC3. Но это приводит к умень­шению напряжения между базой и эмиттером транзистора, что сдерживает рост эмиттерного тока. В этом и заключается метод температурной стабили­зации режима каскада за счет ООС по постоянному току. Чем ниже гранич-ная усиливаемая частота, тем больше должна быть емкость конденсатора Сэ. На практике в усилителе звуковых частот она должна быть не менее 500 — ,1000 мкФ в маломощных каскадах предварительного усиления и 1500 — 2000 мкФ в оконечных трансформаторных мощных каскадах.

Из рис. 10 следует, что чем больше сопротивление резистора R3, тем эф- фективнее ООС по току и лучше стабилизация. Однако увеличение оопротив-ления резистора R3 требует увеличения напряжения питания Ек: U Кэ= = — Ek+IkRk+I3RЭ. Падение напряжения на резисторе RB не должно превы­шать значения U3 = (0,1 — 0,2)EK, тогда Rэ= (0,1 — 0,2)EK/Iэ. Из этого условия выбирают сопротивление резистора Ra.

Сопротивления резисторов делителя базовой цепи (с учетом рассмотренных условий) можно рассчитать по формулам:

Применяют и другие схемы температурной стабилизации режима (рис.11). Они обеспечивают меньшую стабилизацию, чем схема на рис. 10, но более эко­номичны в отношении источника питания (так как через резистор R1 проте­кает только небольшой ток базы). Кроме того они меньше шунтируют входное сопротивление транзистора, а значит, входное сопротивление таких каскадов вы­ше, чем каскада, работающего по схеме на рис. 10. Наконец, для них требуется меньше деталей, что тоже немаловажно.

Рис. 11. Схема каскада с фиксированным током базы (а) и схема усилительного каскада с ООС по коллекторному напряжению (б)

Сопротивление резистора R1 в схеме на рис. 11,a можно подсчитать по формуле R1

Добавить комментарий